張 楠，呂衛(wèi)祥

(南京船舶雷達(dá)研究所，南京 211106)

寬帶信號(hào)數(shù)字信道化及跨信道重構(gòu)偵測(cè)技術(shù)*

張 楠*，呂衛(wèi)祥

(南京船舶雷達(dá)研究所，南京 211106)

針對(duì)在無(wú)源探測(cè)大帶寬信號(hào)的過程中會(huì)產(chǎn)生跨信道失真問題，提出了一種跨信道可重構(gòu)的信道化方法。首先經(jīng)過均勻?yàn)V波器組粗濾波，再引入檢測(cè)時(shí)間自適應(yīng)的雙門限能量檢測(cè)機(jī)制，對(duì)粗濾波信號(hào)進(jìn)行跨信道判決，之后對(duì)各個(gè)跨信道信號(hào)分別進(jìn)行可重構(gòu)信道化設(shè)計(jì)，從而恢復(fù)出原始信號(hào)。與傳統(tǒng)的數(shù)字信道化方法相比，該算法能夠更新能量檢測(cè)門限對(duì)跨信道信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)判決，對(duì)跨信道信號(hào)的重構(gòu)準(zhǔn)確率高于98.3%，實(shí)現(xiàn)了對(duì)跨子信道帶寬信號(hào)的近似無(wú)失真重構(gòu)。Matlab仿真結(jié)果驗(yàn)證了算法的有效性。

無(wú)源探測(cè)；大帶寬信號(hào)；粗濾波；雙門限；信道判決；無(wú)失真重構(gòu)

1 引 言

在電子偵察和被動(dòng)探測(cè)系統(tǒng)中，信號(hào)雜多并且占用的頻帶較寬，傳統(tǒng)的信道化濾波方法[1]往往是信道均勻等帶寬的，在信道化濾波之后所得各個(gè)子信道的頻譜很有可能被子信道截?cái)喾至褟亩鴮?dǎo)致信號(hào)失真，影響了后續(xù)的參數(shù)估計(jì)和分解重構(gòu)[2]，即出現(xiàn)帶寬信號(hào)跨信道失真等問題。文獻(xiàn)[3]以降低多相濾波器的抽取率為基礎(chǔ)，改進(jìn)實(shí)信號(hào)信道化接收機(jī)模型，好處是放寬了濾波器要求，實(shí)現(xiàn)全概率接收，但是無(wú)法解決跨信道信號(hào)接收問題。文獻(xiàn)[4]采用以樹形結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)的非均勻信道化結(jié)構(gòu)，各級(jí)濾波器間相互獨(dú)立，通過多級(jí)濾波器級(jí)聯(lián)方式大致實(shí)現(xiàn)了非均勻信道化濾波，但這需依賴信號(hào)的先驗(yàn)信息來多次設(shè)計(jì)原型濾波器，增加了系統(tǒng)復(fù)雜度及延遲時(shí)間，且存在接收盲區(qū)。文獻(xiàn)[5]基于信道合并的方式來實(shí)現(xiàn)非均勻信道化濾波，雖提出了一種原型濾波器的設(shè)計(jì)方法，但未能給出非均勻信道化濾波的具體實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)。為此，本文提出了一種基于均勻信道化粗濾波、跨信道檢測(cè)、子信道重構(gòu)的“智能”數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)將有利于降低計(jì)算復(fù)雜度，減少數(shù)據(jù)存儲(chǔ)量，降低實(shí)現(xiàn)成本，提高對(duì)信號(hào)的全概率接收能力、實(shí)時(shí)處理速率及運(yùn)算準(zhǔn)確性。

2 數(shù)字均勻信道化接收機(jī)原理

2.1 基于IDFT的多相濾波器組信道化原理

多相濾波器常常采用FIR濾波器，設(shè)其階數(shù)為N，并將其分為M組，則每組長(zhǎng)度為L(zhǎng)=N/M。這種分解稱為多相分解，其對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)移函數(shù)用多相分解表示為

(1)

基于離散傅里葉逆變換(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)的多相濾波器結(jié)構(gòu)如圖1所示。第k個(gè)子信道的輸出為

(2)

式中：

xp(m)=x[mM-p]，

(3)

hp(m)=h[mM+p]，

(4)

sp(m)=xp[m]*hp[m]，

(5)

N=M·m指將h(n)分為M路多相濾波器，hp(n)為h(n)的多項(xiàng)分量。由于抽取位于濾波器之前，而且每個(gè)通道的濾波器是原型濾波器的多相分量，所以其運(yùn)算量降到了原來的1/M，這極大地提高了信道化處理的能力。

圖1 基于IDFT的均勻多相濾波結(jié)構(gòu)Fig.1 Uniform polyphase filtering structure based on IDFT

另外，IDFT還可以采用快速傅里葉逆變換(InverseFastFourierTransform，IFFT) 高效算法來實(shí)現(xiàn)，運(yùn)算速度又可以大大提高?？梢娛褂眠@種結(jié)構(gòu)可以高效地實(shí)現(xiàn)子帶信號(hào)帶寬相等并且等間隔分布的信道化處理。

2.2 均勻信道化接收機(jī)跨信道問題[6]

均勻信道化接收機(jī)在檢測(cè)大帶寬跨信道信號(hào)過程中，可能會(huì)出現(xiàn)在相鄰幾個(gè)子信道中輸出同一個(gè)信號(hào)的不同部分頻譜，從而導(dǎo)致了信號(hào)頻譜分裂的問題。如圖2，在信道1、2、3、7、8、9、10、11、13、14、15、16檢測(cè)到信號(hào)存在，但是大帶寬信號(hào)a在信道2和3中均有出現(xiàn)，大帶寬信號(hào)b在信道7、8和9中均有出現(xiàn)，大帶寬信號(hào)c在信道13、14、15中均有出現(xiàn)，這就是所謂的跨信道信號(hào)問題，因而需要引入跨信道子信道重構(gòu)方法。

圖2 信號(hào)跨信道檢測(cè)示意圖Fig.2 Graph of cross-channel signal detection

3 跨信道信號(hào)子信道重構(gòu)原理

跨信道信號(hào)重構(gòu)方法分為信道綜合判決和子信道重構(gòu)兩個(gè)過程。

3.1 信道綜合判決方法

信道判決方式通常包括能量檢測(cè)、幅值檢測(cè)、頻譜檢測(cè)等。其中，能量檢測(cè)是一種最早的非合作信號(hào)檢測(cè)器，其算法簡(jiǎn)單，可以檢測(cè)出信號(hào)的帶寬和位置。經(jīng)圖1所示的均勻信道化結(jié)構(gòu)之后，就需要對(duì)各個(gè)信道進(jìn)行能量檢測(cè)，其判決模型如圖3所示。

圖3 能量檢測(cè)結(jié)構(gòu)Fig.3 Energy detection structure

(6)

每個(gè)信道采樣信號(hào)的判決統(tǒng)計(jì)量為

(7)

如果檢測(cè)時(shí)間Num足夠長(zhǎng)，由中心極限定理得知，T近似服從高斯分布，

(8)

則虛警概率Pf和檢測(cè)概率Pd可由高斯函數(shù)Q(·)表示:

(9)

檢測(cè)時(shí)間自適應(yīng)的雙門限信道檢測(cè)流程如圖4所示。

圖4 雙門限信道檢測(cè)流程圖Fig.4 Flow chart of double-threshold channel detection

具體信道判決方法如下：

Step 1 預(yù)先設(shè)定虛警概率Pf(或者檢測(cè)概率Pd)，系數(shù)c0、c1，檢測(cè)時(shí)間t內(nèi)，采樣點(diǎn)數(shù)為N，最大檢測(cè)次數(shù)Num，得到特定檢測(cè)概率下的門限值T及Vth0、Vth1。

Step 2 當(dāng)判決統(tǒng)計(jì)量T>Vth1，則判決該信道為非空信道；T

Step 3 若檢測(cè)次數(shù)達(dá)到Num且T介于Vth0～Vth1之間，則判決為空信道；若檢測(cè)次數(shù)小于Num則轉(zhuǎn)Step 1。

按圖4對(duì)各個(gè)信道進(jìn)行雙門限能量檢測(cè)，判決子信道是否非空，進(jìn)而就可確定子帶信號(hào)所占的子信道位置，其帶寬大小也可粗略地用其占據(jù)的子信道數(shù)目來表示。當(dāng)信號(hào)動(dòng)態(tài)變化時(shí)，則需更新能量檢測(cè)來重新確定各子帶信號(hào)所占的子信道位置，從而構(gòu)成相應(yīng)的重構(gòu)濾波器組來恢復(fù)信號(hào)?？缧诺佬盘?hào)重構(gòu)過程示意圖見圖5。

圖5 跨信道信號(hào)重構(gòu)過程示意圖Fig.5 Schematic figure of signal reconstruction process across the channel

3.2 子信道重構(gòu)

大帶寬信號(hào)X(Z)經(jīng)均勻?yàn)V波器組粗濾波后，會(huì)出現(xiàn)跨信道情況而導(dǎo)致頻譜分裂失真。經(jīng)雙門限能量檢測(cè)判決后，判斷其占Mi個(gè)子信道。采用綜合濾波器組對(duì)Mi個(gè)子信道的輸出進(jìn)行完全重構(gòu)處理：先進(jìn)行離散傅里葉變換(Discrete Fourier Transformation,DFT)，后接重構(gòu)濾波器組(含多相濾波及相應(yīng)增采樣處理)。以此法就能分別恢復(fù)出原始跨信道信號(hào)X1(Z),X2(Z),…,XP(Z)，這就是基于完全重構(gòu)調(diào)制濾波器組進(jìn)行非均勻信道化處理的核心思想[8]。跨信道信號(hào)重構(gòu)實(shí)現(xiàn)框圖見圖6。

根據(jù)文獻(xiàn)[9]方法提取子信道信號(hào)。假定第i個(gè)子帶信號(hào)Xi(z)共占Mi個(gè)子信道。令

Ki=2「lbMi?，

(10)

則跨信道信號(hào)Xi(z)的無(wú)失真重構(gòu)濾波器可以表示為

(11)

圖6 跨信道信號(hào)重構(gòu)實(shí)現(xiàn)框圖Fig.6 Block diagram of cross-channel signal reconstruction realization

4 功能仿真與結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)1 采樣頻率1 000 MHz，有4個(gè)脈寬均為10 μs的線性調(diào)頻信號(hào)組成的信號(hào)源：a.幅值1，中心頻率28 MHz，帶寬8 MHz；b.幅值1，中心頻率120 MHz，帶寬30 MHz；c.幅值2，中心頻率250 MHz，帶寬40 MHz；d.幅值1.2，中心頻率375 MHz，帶寬80 MHz。

模擬環(huán)境：接收機(jī)帶寬1 GHz，信號(hào)源經(jīng)帶寬31.25 MHz的32路均勻子信道濾波，濾波器設(shè)計(jì)為512階、阻帶衰減70 dB、通帶截止頻率15.625 MHz；阻帶截止頻率31.25 MHz的低通FIR濾波器，由MATLAB中firpm函數(shù)生成。無(wú)模糊帶寬500 MHz，信道化后得16個(gè)獨(dú)立輸出通道。圖7為信號(hào)時(shí)頻圖，圖8為濾波器組頻域圖。表1列出了無(wú)盲區(qū)的均勻信道劃分結(jié)果，相鄰信道在3 dB帶寬處重疊[10]，子信道帶寬為31.25 MHz。

圖7 多線性調(diào)頻信號(hào)時(shí)頻圖Fig.7 Figure of multiple chirp signals in both time and frequency domain

圖8 濾波器組頻域圖Fig.8 Figure of filter banks in frequency domain

信道編號(hào)起始頻率/MHz終止頻率/MHz10．00015．625215．62546．875346．87578．125478．125109．3755109．375140．6256140．625171．8757171．875203．1258203．125234．3759234．375265．62510265．625296．87511296．875328．12512328．125359．37513359．375390．62514390．625421．87515421．875453．12516453．125484．37517484．375500．000

經(jīng)過信道化濾波之后得到時(shí)頻域輸出如圖9和圖10所示?？梢钥吹剑€性調(diào)頻信號(hào)a在信道2中輸出，無(wú)失真；信號(hào)b在信道4、5中均有輸出波形；信號(hào)c在信道8、9和10中均有輸出波形；信號(hào)d在信道12、13和14中均有輸出波形。即：信號(hào)a無(wú)失真單信道輸出，而信號(hào)b、c、d均出現(xiàn)跨信道輸出情況，頻譜分裂造成頻譜失真。

圖9 多線性調(diào)頻信號(hào)信道化時(shí)域仿真圖Fig.9 Channelized simulation figure of multiple single chirp signals in time domain

結(jié)果分析：查表1可知，信號(hào)a經(jīng)32路均勻信道化濾波之后，輸出信號(hào)應(yīng)該在第2信道顯示，這與Matlab仿真結(jié)果吻合；而信號(hào)b屬于小帶寬跨信道信號(hào)，雖然其帶寬30 MHz小于子信道帶寬，但是其頻率位置橫跨信道4和5，因而造成頻譜分裂失真；信號(hào)c、d均為大帶寬跨信道信號(hào)。

實(shí)驗(yàn)2 繼實(shí)驗(yàn)1得到的均勻信道化濾波輸出之后引入如圖4所示的雙門限能量檢測(cè)機(jī)制，檢測(cè)到信道4、5，8、9、10，12、13、14均為跨信道狀況，所以分別接入重構(gòu)濾波器組機(jī)制，由式(11)求得各自的重構(gòu)濾波器，按照?qǐng)D6對(duì)這3組子信道信號(hào)分別進(jìn)行重構(gòu)，重構(gòu)得到的時(shí)頻域圖見圖11和圖12?？梢钥闯?，原本分裂的跨信道信號(hào)channnel 4、5，channel 8、9、10，channel 12、13、14經(jīng)過重構(gòu)后均恢復(fù)出完整的信號(hào)，得到的信號(hào)頻譜和原信號(hào)的頻譜是基本一致的。

圖11 跨信道信號(hào)重構(gòu)時(shí)域仿真圖Fig.11 Reconstruction simulation figure of signals across the channel in time domain

圖12 跨信道信號(hào)重構(gòu)頻域仿真圖Fig.12 Reconstruction simulation figure of signals across the channel in frequency domain

結(jié)果分析：對(duì)重構(gòu)結(jié)果分別從信號(hào)中心頻率f0、帶寬B、脈沖寬度τ三方面進(jìn)行檢測(cè)，檢測(cè)結(jié)果見表2～4及圖13。對(duì)比分析可以知道，中心頻率的重構(gòu)準(zhǔn)確率高達(dá)99.50%，脈寬檢測(cè)準(zhǔn)確率不低于99.04%，帶寬檢測(cè)準(zhǔn)確率為98.3%以上，仿真較好地實(shí)現(xiàn)了對(duì)大帶寬跨信道信號(hào)的近似無(wú)失真重構(gòu)。

表2 中心頻率檢測(cè)結(jié)果Tab.2 Detection result of central frequency f0

表3 帶寬檢測(cè)結(jié)果Tab.3 Detection result of bandwidth B

表4 脈沖寬度檢測(cè)結(jié)果Tab.4 Detection result of pulse width τ

圖13 重構(gòu)仿真結(jié)果對(duì)比圖Fig.13 Comparison of reconstruction simulation results

5 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)傳統(tǒng)的信道化接收機(jī)盲區(qū)信號(hào)無(wú)法檢測(cè)、跨信道信號(hào)檢測(cè)失真等情況，本文提出了一種無(wú)源探測(cè)大帶寬信號(hào)數(shù)字信道化處理以及跨子信道帶寬信號(hào)的實(shí)時(shí)重構(gòu)方法：采用相鄰信道在3 dB帶寬處重疊的信道劃分方法實(shí)現(xiàn)無(wú)盲區(qū)的信號(hào)檢測(cè)，引入雙門限能量檢測(cè)機(jī)制實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)檢測(cè)信道是否非空及所跨子信道位置、數(shù)目，最后引入子信道重構(gòu)濾波器組分別無(wú)失真重構(gòu)出跨信道信號(hào)。仿真實(shí)例實(shí)現(xiàn)了對(duì)大帶寬與小帶寬信號(hào)(頻跨相鄰信道)的跨信道檢測(cè)及近似無(wú)失真重構(gòu)，驗(yàn)證了該信道化處理方法的有效性。該方法為被動(dòng)雷達(dá)的寬帶數(shù)字化處理技術(shù)提供了很好的思路。同時(shí)，在信道化重構(gòu)過程中，信號(hào)帶寬的增加會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)頻率發(fā)生些許偏差，故亟需進(jìn)一步研究頻率及帶寬綜合檢測(cè)性能更佳的信道化重構(gòu)方法。

[1] HENTSCHEL T. Channelization for software defined basestations[J].Annales des Telecommunications,2002,57(5-6):386-420.

[2] 王陽(yáng),徐忠偉,程嗣怡. 容差和參數(shù)估計(jì)結(jié)合解決信道化接收機(jī)跨信道問題[J].空軍工程大學(xué)學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版),2015,16(2):61-66. WANG Yang,XU Zhongwei,CHENG Siyi. Elimination of cross-channel problem in channelized receiver through tolerance judgment and parameter estimation[J].Journal of Air Force Engineering University(Natural Science Edition),2015,16(2):61-66.(in Chinese)

[3] 盧楠,田松,王洪迅,等.一種基于多相濾波的寬帶數(shù)字信道化改進(jìn)算法[J].電訊技術(shù),2012,52(2):186-189. LU Nan,TIAN Song,WANG Hongxun,et al. An ameliorated algorithm of broad-band digital channelized receiver based on polyphase filter banks[J].Telecommunication Engineering,2012,52(2):186-189.(in Chinese)

[4] NARENDAR M,VINOD A P,MADHUKUMAR A S,et al. A tree-structured DFT filter bank based spectrum sensor for estimation of radio channel edge frequencies in military wideband receivers[C]//Proceedings of 2010 10th International Conference on Information Sciences Signal Processing and their Applications(ISSPA).Kuala Lumpur,Malaysia:IEEE,2010:534-537.

[5] 楊君,袁嗣杰,呂鏡清. 一種非均勻信道化濾波方法[J].現(xiàn)代雷達(dá),2010,32(9) :59-62. YANG Jun,YUAN Sijie,LYU Jingqing. A way for non-uniform channel filter[J].Modern Radar,2010,32(9) :59-62.(in Chinese)

[6] 粟劍平.基于FPGA的信道化接收機(jī)研究[D].西安:西安電子科技大學(xué),2011. SU Jianping.Research on channelized receiver using FPGA[D].Xi′an:Xidian University,2011.(in Chinese)

[7] 翁林偉.一種基于信息融合的累積雙門限檢測(cè)技術(shù)[J].火炮發(fā)射與控制學(xué)報(bào),2013,4(12):10-13. WENG Linwei. A kind of accumulated double-threshold detection technology based on information fusion[J].Journal of Artillery Launch and Control,2013,4(12):10-13.(in Chinese)

[8] 李冰.基于NPR調(diào)制濾波器組的動(dòng)態(tài)信道化濾波[D].鄭州:解放軍信息工程大學(xué),2007. LI Bing. Dynamic channelization based on NPR modulated filterbanks[D].Zhengzhou:PLA Information Engineering University,2007.(in Chinese)

[9] ABU-AL-SAUD W A,STUDER G L.Efficient wideband channelizer for software radio systems using modulated PR filterbanks[J].IEEE Transactions on Signal Processing,2004,52(10):2807-2820.

[10] 田增山,李亮. JTIDS 信號(hào)寬帶接收方法及其 FPGA 實(shí)現(xiàn)[J].電訊技術(shù),2015,55(5):564-569. TIAN Zengshan,LI Liang. A broadband JTIDS signal receiving method and its FPGA implementation[J].Telecommunication Engineering,2015,55(5):564-569.(in Chinese)

Detection Technology of Digital Channelized Processing and Cross-channel Reconstruction for Wideband Signals

ZHANG Nan,LYU Weixiang
(Nanjing Marine Radar Institute,Nanjing 211106,China)

To solve the distortion problem of large wideband signal in passive detection,this paper presents a channelized method to reconstruct the signal across the channel. Through coarse filtering by uniform filter banks,double threshold energy detection mechanism with detection time adaptive is introduced to decide whether it's the signal across channel or not ,and then the channelized reconstruction method is adopted to solve the spectrum division and distortion problem of cross-channel signals,so as to recover the primary signals. Compared with traditional digital channelized processing method,the proposed algorithm can make real-time decision by updating the energy detection threshold,get a reconstruction accuracy rate of 98.3% above,and realize approximately perfect reconstruction of the wideband cross-channel signals.Matlab simulation proves the effectiveness of the algorithm.

passive detection;large wideband signal;coarse filtering;double threshold;channel decision;perfect reconstruction

2016-06-24；

2016-09-27 Received date:2016-06-24；Revised date：2016-09-27

10.3969/j.issn.1001-893x.2017.02.012

張楠，呂衛(wèi)祥.寬帶信號(hào)數(shù)字信道化及跨信道重構(gòu)偵測(cè)技術(shù)[J].電訊技術(shù)，2017,57(2):191-196.[ZHANG Nan,LYU Weixiang.Detection technology of digital channelized processing and cross-channel reconstruction for wideband signals[J].Telecommunication Engineering,2017,57(2):191-196.]

TN97

A

1001-893X(2017)02-0191-06

張 楠(1990—)，男，江蘇贛榆人，2014年于中國(guó)礦業(yè)大學(xué)獲工學(xué)學(xué)士學(xué)位，現(xiàn)為南京船舶雷達(dá)研究所碩士研究生，主要研究方向?yàn)槔走_(dá)信號(hào)處理；

Email:znjiayoua@163.com

呂衛(wèi)祥(1975—)，男，江蘇鹽城人，1998年于西北工業(yè)大學(xué)獲工學(xué)學(xué)士學(xué)位，現(xiàn)為南京船舶雷達(dá)研究所研究員，主要研究方向?yàn)槔走_(dá)總體與信號(hào)處理。

*通信作者：znjiayoua@163.com Corresponding author：znjiayoua@163.com