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(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

基于GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)方法

牛慧瑩

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

針對(duì)GMR-1系統(tǒng)下行鏈路BCCH和TCH3信道的接收，分析了GMR-1下行信道的時(shí)隙結(jié)構(gòu)和π/4-CQPSK調(diào)制特性，提出了一種基于GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)方法。通過(guò)FCCH信道實(shí)現(xiàn)頻偏估計(jì)和時(shí)隙同步，利用獨(dú)特字進(jìn)行信道估計(jì)和內(nèi)插，并對(duì)時(shí)隙邊緣部分的信道估計(jì)值進(jìn)行修正，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)BCCH和TCH3信道π/4-CQPSK的解調(diào)。仿真結(jié)果表明，在信噪比大于7 dB的情況下，該算法可以實(shí)現(xiàn)對(duì)GMR-1系統(tǒng)下行鏈路π/4-CQPSK的正確解調(diào)。

GMR-1；π/4-CQPSK；解調(diào)；獨(dú)特字

0 引言

Geostationary Earth Orbit Mobile RadioInterface(GMR-1)是歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)委員會(huì)制定的地球同步衛(wèi)星移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)，由全球移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)衍化而來(lái)。GMR-1衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)提供話音、數(shù)據(jù)、傳真、點(diǎn)對(duì)點(diǎn)短信服務(wù)和小區(qū)廣播短信消息業(yè)務(wù)等基于同步衛(wèi)星的移動(dòng)通信業(yè)務(wù)[1]，還可以通過(guò)公共電信交換網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)世界范圍內(nèi)的互聯(lián)。

GMR-1標(biāo)準(zhǔn)定義的GEO衛(wèi)星移動(dòng)通信傳輸模型分為物理層、數(shù)據(jù)鏈路層和網(wǎng)絡(luò)層[2]。物理層規(guī)定前向鏈路采用頻分雙工/時(shí)分復(fù)用方式，對(duì)應(yīng)各種物理信道，配置了不同的邏輯信道，其中用于傳輸廣播信息的BCCH信道和話音業(yè)務(wù)的TCH3信道采用π/4-CQPSK(Coherent Quadrature Phase Shift Keying)調(diào)制方式[3]。因此為實(shí)現(xiàn)GMR-1系統(tǒng)下行鏈路廣播信息和業(yè)務(wù)信道的解析，本文分析了GMR-1系統(tǒng)下行鏈路時(shí)隙結(jié)構(gòu)和π/4-CQPSK調(diào)制特性，提出了針對(duì)GMR-1下行鏈路BCCH和TCH3信道的π/4-CQPSK解調(diào)算法。

1 π/4-CQPSK調(diào)制

π/4-CQPSK是在QPSK基礎(chǔ)上發(fā)展起來(lái)的一種線性數(shù)字調(diào)制技術(shù)，屬4相數(shù)字調(diào)制，具有較高的頻譜利用率和較強(qiáng)的抗干擾性能[4]。QPSK調(diào)制利用4種雙比特碼元來(lái)表示載波的4種不同的載波相位，如圖1(a)所示。當(dāng)傳輸碼元發(fā)生變化時(shí)，如從00變化到11時(shí)，載波相位從45°跳變到225°，載波相位發(fā)生180°翻轉(zhuǎn)，載波包絡(luò)過(guò)零點(diǎn)，導(dǎo)致功率譜擴(kuò)散，從而造成信號(hào)帶限失真。并且由于包絡(luò)起伏較大，調(diào)制信號(hào)的峰均比也較大，從而降低了功放的效率，增加了使用功放的成本[5]。

π/4-CQPSK信號(hào)的相位星座圖如圖1(b)所示，即每次相位跳變最大為135°，存在8個(gè)相位值，其信號(hào)形式如式(1)所示[6]：

(1)

式中，

T為符號(hào)周期；p(t)為系統(tǒng)規(guī)定的功率斜升函數(shù)；h(t)為滾降系數(shù)為0.35的根升余弦濾波器的沖擊響應(yīng)；N為信號(hào)持續(xù)時(shí)隙數(shù)，取值為2，3，4，6和9。

圖1 QPSK和π/4-CQPSK星座圖

數(shù)據(jù)比特和調(diào)制符號(hào)的映射關(guān)系如表1所示。

表1 π/4-CQPSK調(diào)制符號(hào)

由式(1)可知，π/4-CQPSK調(diào)制的載波相位是當(dāng)前碼元對(duì)應(yīng)相位與π/4整數(shù)倍之和，且不存在180°跳變。與QPSK相比，π/4-CQPSK信號(hào)具有功率譜旁瓣衰減快、峰均比小和對(duì)功放要求低等優(yōu)點(diǎn)[7]。此外，π/4-CQPSK抗多徑衰落性能也較好，特別適用于蜂窩移動(dòng)通信和衛(wèi)星通信[8]。

2 GMR-1系統(tǒng)下行信道結(jié)構(gòu)

GMR-1系統(tǒng)采用了相對(duì)簡(jiǎn)單的幀結(jié)構(gòu)，以幀為單位，每幀分為24個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙持續(xù)5/3 ms，1個(gè)時(shí)隙包含78 bit。

GMR-1系統(tǒng)下行信道包括頻率校正信道(FCCH)、廣播信道(BCCH)、允許接入信道(AGCH)、尋呼信道(PCH)、快速隨路信道(FACCH3)和業(yè)務(wù)信道(TCH)等，其結(jié)構(gòu)如圖2所示[9]。由圖2可以看出，F(xiàn)CCH和BCCH都是從每幀的0號(hào)時(shí)隙開始，BCCH在FCCH之后2幀出現(xiàn)。而FACCH3和TCH3并無(wú)確定的頻點(diǎn)和時(shí)隙位置，而是由AGCH進(jìn)行分配。

圖2 GMR-1系統(tǒng)下行信道結(jié)構(gòu)

FCCH信道承載線性調(diào)頻信號(hào)(Chirp Signal)，用于終端在FCCH信道上對(duì)頻率誤差進(jìn)行估計(jì)[10]，由圖2可知還可以用于BCCH信道的時(shí)隙同步。

BCCH用于廣播系統(tǒng)信息并通知終端定時(shí)信息，采用π/4-CQPSK調(diào)制，突發(fā)占據(jù)6個(gè)時(shí)隙，時(shí)隙結(jié)構(gòu)如表2所示。

表2 BCCH突發(fā)時(shí)隙結(jié)構(gòu)

TCH3信道承載正常的通話語(yǔ)音，采用π/4-CQPSK調(diào)制，突發(fā)占用3個(gè)連續(xù)時(shí)隙，時(shí)隙結(jié)構(gòu)如表3所示。

表3 TCH3突發(fā)時(shí)隙結(jié)構(gòu)

由表2和表3可以看到，BCCH和TCH3的突發(fā)中都插入了獨(dú)特字(Unique Word，UW)。GMR-1系統(tǒng)中，不同的獨(dú)特字可以用來(lái)區(qū)分包含信令或者用戶信息(語(yǔ)音、數(shù)據(jù))的不同突發(fā)。

3 π/4-CQPSK解調(diào)

GMR-1系統(tǒng)π/4-CQPSK的解調(diào)處理流程如圖3所示，首先通過(guò)FCCH信道捕獲實(shí)現(xiàn)時(shí)隙同步和頻偏估計(jì)，再檢測(cè)獨(dú)特字并進(jìn)行信道估計(jì)和內(nèi)插，最后根據(jù)信道估計(jì)值進(jìn)行信道補(bǔ)償和星座判決，從而完成解調(diào)流程。

圖3 GMR-1系統(tǒng)π/4-CQPSK解調(diào)處理流程

3.1 FCCH信道捕獲

為解決收發(fā)兩端的頻率偏差問(wèn)題，GMR-1系統(tǒng)下行點(diǎn)波束TDM幀中插入了3個(gè)時(shí)隙的FCCH邏輯信道，使得終端可通過(guò)接收FCCH信道實(shí)現(xiàn)頻率同步。FCCH信道承載的線性調(diào)頻信號(hào)為：

(2)

FCCH信道的Chirp信號(hào)可以分為上、下2個(gè)掃頻信號(hào)相加的形式[11]，有

(3)

式中，u(t)為上掃頻信號(hào)；d(t)為下掃頻信號(hào)。

接收端的FCCH信號(hào)可以表示為：

r(t)=ej2πfd t(u(t+td)+d(t+td))。

(4)

式中，fd為收發(fā)信機(jī)之間的頻差；td為本地信號(hào)與接收信號(hào)之間的時(shí)延。

為完成FCCH信道捕獲及fd和td的計(jì)算，需要將本地的上下掃頻信號(hào)與接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)。上掃頻信號(hào)與接收信號(hào)相關(guān)運(yùn)算式為：

(5)

式中，第1項(xiàng)是Chirp信號(hào)；第2項(xiàng)是個(gè)單頻信號(hào)，其頻率為f1=fd-0.64td/117T2。同理，下掃頻信號(hào)與接收信號(hào)相關(guān)得到的單頻信號(hào)頻率f2=fd+0.64td/117T2。因此fd和td可以由式(6)得到：

(6)

由于f1和f2是通過(guò)上下掃頻信號(hào)與接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算之后的頻譜計(jì)算得到的，而FCCH長(zhǎng)度為3個(gè)時(shí)隙共117個(gè)符號(hào)，其頻率分辨率fres為23.4 kHz/117=200 Hz。在這樣比較低的分辨率下計(jì)算出的頻偏fd與實(shí)際頻偏相比，仍存在細(xì)小的偏差，此時(shí)需要通過(guò)獨(dú)特字對(duì)細(xì)頻偏進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償。

3.2 信道估計(jì)

由表2和表3可知，BCCH和TCH3等信道傳輸?shù)臄?shù)據(jù)符號(hào)之間插入了獨(dú)特字，其中BCCH信道的獨(dú)特字比特如表4所示，可以通過(guò)獨(dú)特字的相關(guān)來(lái)實(shí)現(xiàn)信道檢測(cè)和同步；而在對(duì)信道進(jìn)行解調(diào)時(shí)，獨(dú)特字可以作為導(dǎo)頻符號(hào)來(lái)糾正相位模糊并進(jìn)行信道估計(jì)。

表4 BCCH和TCH3獨(dú)特字

設(shè)yp和xp分別代表導(dǎo)頻位置上的接收符號(hào)和發(fā)送導(dǎo)頻符號(hào)，則獨(dú)特字位置的信道估計(jì)值hp可以表示為：

(7)

計(jì)算得到導(dǎo)頻位置的信道估計(jì)值后，需要進(jìn)行內(nèi)插得到數(shù)據(jù)位置的信道估計(jì)值。由于BCCH信道中存在3段獨(dú)特字，可以使用高斯內(nèi)插方法。高斯內(nèi)插過(guò)程中需要用到相鄰3個(gè)導(dǎo)頻信號(hào)，是一種曲線擬合，其內(nèi)插公式為[12]：

hk=l1hp-N+l0hp+l-1hp+N。

(8)

式中，內(nèi)插系數(shù)為l1=α(α-1)/2，l0=(α+1)(α-1)，l-1=α(α+1)/2，α=(k-p)/N；p=122為導(dǎo)頻位置；123≤k≤197為數(shù)據(jù)符號(hào)位置；N=80為相鄰2個(gè)導(dǎo)頻的間隔。數(shù)據(jù)位置為40≤k≤119的信道估計(jì)值同樣可以由式(9)計(jì)算得到。

當(dāng)接收機(jī)靜止或者低速運(yùn)動(dòng)時(shí)，衛(wèi)星信道為慢衰落信道，式(8)中導(dǎo)頻點(diǎn)的信道估計(jì)值可以由多個(gè)導(dǎo)頻點(diǎn)的平均值來(lái)替代，以減少噪聲和其他未知干擾的影響，有

(9)

而在獨(dú)特字的兩端，即3≤k≤28和201≤k≤231的數(shù)據(jù)位置，無(wú)法通過(guò)內(nèi)插得到信道響應(yīng)值，這時(shí)需要對(duì)邊緣部分進(jìn)行特殊處理。首先，由于信道處于慢衰落狀態(tài)，可以將前一個(gè)位置的信道估計(jì)值作為當(dāng)前位置的估計(jì)值對(duì)數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行信道補(bǔ)償，從而得到當(dāng)前位置的判決符號(hào)，有

sjudge,k=yke-jkπ/4conj(hk-1)。

(10)

然后再利用判決符號(hào)Sjudge,k對(duì)當(dāng)前信道估計(jì)值進(jìn)行修正，有

hk=ejπ/4conj(yke-j(k+m)π/4)。

(11)

式中，k為數(shù)據(jù)符號(hào)位置；m為判決符號(hào)的相位旋轉(zhuǎn)因子，0≤m≤3，其取值由sjudge,k所在像限決定。

BCCH序列3≤k≤28和201≤k≤231數(shù)據(jù)位置的信道響應(yīng)值可以按式(10)和式(11)依次求解。由表3可知TCH3數(shù)據(jù)位置為3≤k≤28和35≤k≤114，其相應(yīng)的信道估計(jì)值同樣可以通過(guò)式(7)、式(8)、式(9)、式(10)和式(11)計(jì)算得到。

3.3 符號(hào)判決

BCCH和TCH3的信道估計(jì)值hk計(jì)算完成后，可以由式(12)得到判決符號(hào)Sjudge,k：

sjudge,k=yke-jkπ/4conj(hk)。

(12)

然后對(duì)sjudge,k按表5進(jìn)行判決即可完成BCCH和TCH3信道的解調(diào)。而π/4-CQPSK調(diào)制進(jìn)行kπ/4相位旋轉(zhuǎn)之前的4個(gè)原始星座點(diǎn)(1,0)，(0,1)，(-1,0)和(0,-1)都在坐標(biāo)軸上，因此在式(7)中對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行π/4的相位旋轉(zhuǎn)，從而將解調(diào)出的星座點(diǎn)旋轉(zhuǎn)到對(duì)角線上以方便判決。

表5 符號(hào)判決

4 仿真結(jié)果分析

利用采集的GMR-1系統(tǒng)下行信號(hào)進(jìn)行仿真和分析。在對(duì)GMR-1下行信號(hào)進(jìn)行接收時(shí)，首先需要完成FCCH信道捕獲，其捕獲在一個(gè)滑動(dòng)窗中進(jìn)行，記錄每次上掃頻和下掃頻的峰值頻率，如圖4(a)所示；然后計(jì)算上掃頻與下掃頻峰值變化曲線的差值，差值最小的點(diǎn)即可判為最佳采樣點(diǎn)，如圖4(b)所示，并可根據(jù)式(6)計(jì)算出頻偏fd。

完成FCCH信道捕獲后，即可實(shí)現(xiàn)BCCH信道的同步、頻偏校正和最佳采樣點(diǎn)的選取。但fd和實(shí)際頻偏相比，仍存在細(xì)小的偏差，且同時(shí)存在信道特性影響，此時(shí)的星座圖如圖5(a)所示，星座點(diǎn)完全無(wú)法分開；在通過(guò)獨(dú)特字進(jìn)行信道估計(jì)和內(nèi)插并對(duì)信道的頻偏和衰落進(jìn)行補(bǔ)償后，解調(diào)出的星座圖如圖5(b)所示，4個(gè)星座點(diǎn)已經(jīng)可以很清晰地呈現(xiàn)出來(lái)。

圖4 FCCH信道捕獲和頻偏估計(jì)

圖5 信道補(bǔ)償前后的解調(diào)星座圖

對(duì)信噪比從12～5 dB的接收信號(hào)依次進(jìn)行解調(diào)得到的星座圖如圖6所示。從圖6可以看出，在信噪比大于7 dB的情況下，采用該解調(diào)方法可實(shí)現(xiàn)下行π/4-CQPSK信號(hào)的可靠接收。

圖6 不同信噪比下解調(diào)星座圖

5 結(jié)束語(yǔ)

π/4-CQPSK調(diào)制解調(diào)技術(shù)以其峰均比較小、抗多徑衰弱能力較好的特點(diǎn)，廣泛應(yīng)用在各類GEO衛(wèi)星移動(dòng)通信系統(tǒng)中。本文通過(guò)對(duì)GMR-1系統(tǒng)下行信道時(shí)隙結(jié)構(gòu)和π/4-CQPSK調(diào)制特性的分析，提出了針對(duì)GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)算法。該算法通過(guò)FCCH信道捕獲進(jìn)行頻偏估計(jì)和最佳采樣點(diǎn)選取，利用獨(dú)特字進(jìn)行信道估計(jì)，并對(duì)邊緣部分的信道估計(jì)值進(jìn)行修正，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)BCCH和TCH3等信道π/4-CQPSK解調(diào)。仿真結(jié)果表明，在信噪比大于7 dB的情況下，該算法可以實(shí)現(xiàn)對(duì)GMR-1系統(tǒng)下行鏈路調(diào)制樣式為π/4-CQPSK的BCCH和TCH3等信道的正確解調(diào)，并為后續(xù)的上層協(xié)議解析和信源恢復(fù)等工作提供有力支撐。

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?；郜?男，(1984—)，工程師。主要研究方向：通信信號(hào)分析。

π/4-CQPSK Demodulation Algorithm for Downlink of GMR-1 System

NIU Hui-ying

(The54thResearchInstituteofCETC,ShijiazhuangHebei050081,China)

With respect to the reception of BCCH and TCH3 in the downlink of GMR-1 system,the paper analyzes the timeslot structure of physical channel and modulation characteristics of π/4-CQPSK in the downlink of GMR-1 system,and proposes a π/4-CQPSK demodulation algorithm for GMR-1 downlink system.This technology uses FCCH to realize frequency offset estimation and timeslot synchronization,and utilizes unique words for channel estimation and interpolation.Then by modifying the channel estimation value on the edge of the timeslot,it realizes the π/4-CQPSK demodulation of BCCH and TCH3.The simulation results show that when the SNR is greater than 7 dB,this method can demodulate π/4-CQPSK signal accurately in the downlink of GMR-1 system.

GMR-1;π/4-CQPSK;demodulation;unique word

10.3969/j.issn.1003-3106.2017.03.18

?；郜?基于GMR-1系統(tǒng)下行鏈路的π/4-CQPSK解調(diào)方法[J].無(wú)線電工程,2017,47(3):70-74.

2016-11-09

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(81370038)。

TN911

A

1003-3106(2017)03-0070-05