石 榮，胡 蘇，李 瀟

（1.電子信息控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 610036；2.電子科技大學(xué)通信抗干擾國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 611731）

主動(dòng)自加噪與高效糾錯(cuò)編碼結(jié)合的物理層安全傳輸

石 榮1，胡 蘇2，李 瀟1

（1.電子信息控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 610036；2.電子科技大學(xué)通信抗干擾國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 611731）

針對(duì)物理層數(shù)據(jù)的安全傳輸問題，提出了一種通信發(fā)送方主動(dòng)自加噪與高效信道糾錯(cuò)編碼相結(jié)合的安全傳輸方法。該方法在發(fā)射過程中主動(dòng)在信號(hào)中添加噪聲，以實(shí)現(xiàn)對(duì)任何接收端的比特信噪比上限的精確控制，在此基礎(chǔ)上利用通信偵聽方在高誤碼率條件下無法準(zhǔn)確推斷信道編碼類型與編碼參數(shù)的缺陷，有效阻止非合作通信偵聽方對(duì)物理層準(zhǔn)確碼流的獲取，而合作通信接收端則可以通過高效的信道糾錯(cuò)譯碼來消除被發(fā)送端添加到信號(hào)中的噪聲所帶來的影響。相關(guān)的理論分析與仿真示例顯示，本方法具有有效性，為通信系統(tǒng)物理層數(shù)據(jù)安全傳輸新方法研究提供了重要參考。

主動(dòng)自加噪；信道糾錯(cuò)編碼；發(fā)射信噪比；接收信噪比；編碼識(shí)別；安全傳輸

0 引 言

近年來，人們對(duì)信息安全高度重視，各種新的信息安全技術(shù)不斷涌現(xiàn)。常見的典型確保信息安全的技術(shù)手段是采用加密措施對(duì)通信傳輸?shù)母鲗哟a流實(shí)施密碼保護(hù)[1-2]。除此之外，通過在文本、圖像、音視頻等多媒體碼流中實(shí)施信息隱藏與隱寫嵌入，也是近十余年來的一個(gè)研究熱點(diǎn)[3]。上述信息安全措施大都集中在通信傳輸?shù)逆溌穼?、網(wǎng)絡(luò)層、傳輸層和應(yīng)用層，而針對(duì)通信系統(tǒng)的物理層安全問題，雖然也有相應(yīng)的技術(shù)手段，如隨機(jī)天線陣列傳輸[4]、物理層加密[5]、接收端噪聲發(fā)射[6]等方式，但是上述物理層安全措施需要對(duì)現(xiàn)有的通信傳輸?shù)牡讓佑布Y(jié)構(gòu)進(jìn)行較大改動(dòng)，才能實(shí)現(xiàn)相關(guān)物理層數(shù)據(jù)的安全傳輸。

針對(duì)上述情況，本文在發(fā)射端主動(dòng)自加噪技術(shù)[7]的基礎(chǔ)上，根據(jù)目前通信偵察技術(shù)能力的限制條件，利用信道編碼在噪聲信道中具有的糾錯(cuò)特性，實(shí)現(xiàn)物理層碼流的安全傳輸。將通信發(fā)送端的主動(dòng)自加噪技術(shù)與高效糾錯(cuò)編碼技術(shù)結(jié)合，使得通信發(fā)送端可以有效控制任何通信接收端（包括合作通信的接收方以及非合作通信的偵聽方）的關(guān)鍵參數(shù)——接收信噪比上限。于是，通信發(fā)送端可以將接收端的接收信噪比設(shè)置得盡可能低。由于合作通信雙方有信道編碼類型與參數(shù)的事先約定信息，所以合作通信的接收端可利用信道糾錯(cuò)編碼來消除發(fā)送端所添加的噪聲影響，從而有效恢復(fù)物理層比特流。而非合作的通信偵聽方，受限于低信噪比接收條件，無法識(shí)別和推斷通信雙方所采用的信道編碼方式與編碼參數(shù)[8]，即喪失了利用信道糾錯(cuò)譯碼來恢復(fù)無錯(cuò)碼流的條件，只能在低信噪比條件下對(duì)截獲信號(hào)實(shí)施純粹的硬解調(diào)，從而導(dǎo)致極高的誤比特率而使得解調(diào)后的碼流無法使用，從而達(dá)到有效阻止第三方實(shí)施通信偵聽的目的。該方法的原理與步驟詳細(xì)闡述如下。

1 通信接收端的性能影響因素

一般，數(shù)字通信系統(tǒng)的有效性通常用傳輸速率來評(píng)價(jià)，而可靠性通常用接收端的誤比特率來衡量。在傳輸速率保持一定的條件下，接收端的誤比特率越低，則整個(gè)數(shù)字通信傳輸?shù)男阅茉胶?。通信接收端的誤比特率主要受如下三個(gè)因素的影響。

（1）比特信噪比Eb/n0。其中，Eb表示接收端接收到的每一比特的平均能量，n0表示接收信號(hào)時(shí)單位帶寬內(nèi)的噪聲功率。

（2）調(diào)制樣式。當(dāng)比特信噪比相同時(shí)，高階調(diào)制信號(hào)的誤比特率通常大于低階調(diào)制信號(hào)的誤比特率，但高階調(diào)制的頻譜效率要優(yōu)于低階調(diào)制。

（3）信道編碼方式。當(dāng)比特信噪比與調(diào)制樣式相同時(shí)，采用信道編碼的信號(hào)，其誤比特率通常低于非編碼的信號(hào)；且不同的信道編碼方式，其誤碼性能也存在較大差異。

一般情況下，在給定數(shù)字通信信號(hào)的調(diào)制樣式和信道編碼方式的條件下，接收端的性能通常采用如圖1所示的誤比特率曲線來描述。

圖1 數(shù)字通信系統(tǒng)中接收誤比特率曲線

將誤比特率曲線函數(shù)記為E(γ)，其中自變量γ表示比特信噪比。一般情況下，E(γ)需通過系統(tǒng)實(shí)測(cè)或數(shù)字仿真得到，沒有顯式的數(shù)學(xué)表達(dá)式。通常，隨著比特信噪比的增大，誤比特率逐漸減小。

2 通過主動(dòng)自加噪控制信噪比上限

在傳統(tǒng)的無線通信中，發(fā)送方M1向接收方M2傳輸信息，M2所接收到信號(hào)的載噪比[C/n0]（定義為信號(hào)載波功率C與單位帶寬內(nèi)的噪聲功率n0之比）通常由式（1）決定：

式中，Wt為M1的發(fā)射機(jī)輸出的信號(hào)功率，Gt和Gr分別表示發(fā)射天線和接收天線的增益，Ld表示空間傳輸?shù)纫蛩貙?dǎo)致的衰減，Tr表示M2接收系統(tǒng)總的等效噪聲溫度，k=1.380 54×10-23（Joules/K）表示玻耳茲曼常數(shù)。由式（1）可見，接收端的載噪比由發(fā)射端的等效輻射功率WtGt、傳輸衰減Ld和接收端的性能因素Gr/Tr共同決定。

假設(shè)發(fā)送端在發(fā)射正常信號(hào)的同時(shí)，采用主動(dòng)自加噪傳輸方法，即用同一發(fā)射天線向接收端發(fā)射附加的合路射頻噪聲信號(hào)，如圖2所示。

圖2 發(fā)送端主動(dòng)自加噪傳輸

在此條件下，記該主動(dòng)添加的噪聲功率為Wn1，對(duì)應(yīng)的帶寬為Bn1，該帶寬需要與信號(hào)帶寬保持一致[7]。于是，接收端的載噪比[C/n0]a為：

對(duì)比式（2）與式（1）可知，在通信發(fā)送端主動(dòng)添加噪聲實(shí)施信息傳輸?shù)臈l件下，接收端的噪聲由兩部分組成：一部分是接收端在接收過程中自己所產(chǎn)生的噪聲，由kTr來度量；另一部分是發(fā)射端主動(dòng)添加的噪聲經(jīng)過空間傳輸后到達(dá)接收端所形成的噪聲，由Wn1GtGr/(LdBn1)來度量。由于兩部分噪聲不具有相關(guān)性，所以接收端的總的噪聲為兩部分的疊加。在式（2）的基礎(chǔ)上，可推導(dǎo)出：

式（3）表明：在采用主動(dòng)自加噪傳輸方式下，接收端的載噪比上限為而Wt、Wn1、Bn1三個(gè)參數(shù)完全由發(fā)射端控制，與接收端無關(guān)。如果此時(shí)有通信偵察方Z對(duì)上述無線通信信號(hào)實(shí)施偵聽，如圖2所示。實(shí)際上，式（3）對(duì)于處于非合作接收狀態(tài)的通信偵察方Z也同樣成立。所以，在圖2所示的通信系統(tǒng)中，無論是處于合作狀態(tài)的通信接收端M2，還是處于非合作狀態(tài)的通信偵察方Z，發(fā)射端通過主動(dòng)自加噪方式都能完全控制任何接收端的載噪比上限。

如前節(jié)所述，接收端的性能由比特信噪比為自變量的誤碼率曲線來描述，所以需要將載噪比轉(zhuǎn)化為比特信噪比。設(shè)在圖2所示的通信系統(tǒng)中信息傳輸速率為Ra，單位b/s，則接收端的比特信噪比[Eb/n0]a為：

將式（4）代入式（3），可得：

由式（5）可見，通信發(fā)射端通過Wt、Wn1、Bn1、Ra四個(gè)參數(shù)的調(diào)節(jié)，精確控制任何接收端的比特信噪比的上限值。

3 通過糾錯(cuò)編碼實(shí)現(xiàn)差異化接收

如前所述，接收端的誤比特率由比特信噪比、調(diào)制樣式和信道編碼方式3個(gè)因素共同決定。在圖2中，正常的通信接收端M2與通信偵察方Z的接收比特信噪比的上限相同。而目前針對(duì)通信信號(hào)的調(diào)制方式進(jìn)行識(shí)別是一項(xiàng)比較成熟的技術(shù)，在各類公開文獻(xiàn)中都有報(bào)道，所以處于非合作接收狀態(tài)的通信偵察方能夠容易地獲知通信雙方所采用的調(diào)制方式。在此情況下，通信雙方只能采用信道編碼來實(shí)現(xiàn)合作接收與非合作接收的差異性。

雖然通信偵察方也可以通過對(duì)截獲信號(hào)實(shí)施非合作解調(diào)后對(duì)信道編碼方式進(jìn)行識(shí)別，但是截止到目前為止，非合作的信道編碼識(shí)別技術(shù)成熟度較低，需要較多的先驗(yàn)信息條件[8]。在接收誤比特率達(dá)到10-2至10-1量級(jí)時(shí)，特別是對(duì)于Turbo、LDPC等帶有深度交織和超長(zhǎng)序列的信道編碼，還不能進(jìn)行有效信道編碼參數(shù)提取與編碼類型識(shí)別。

基于上述實(shí)際情況，通信雙方有事先協(xié)商好的信道編碼類型和編碼參數(shù)集合。于是，通信發(fā)送端可以通過前一節(jié)所提出的主動(dòng)自加噪技術(shù)控制接收端的比特信噪比上限γup，使處于非合作接收的通信偵察方Z即使在比特信噪比接近γup的接收條件下，其誤比特率Ez(γup)仍高于預(yù)設(shè)數(shù)值，即：

式（6）中，Eth,z表示針對(duì)偵察方預(yù)設(shè)的誤比特率門限，一般可取Eth,z=3×10-2。在此條件下，由于通信偵察方無法識(shí)別出通信雙方的信道編碼類型和參數(shù)，所以無法利用信道譯碼來消除誤碼。在無法完成信道譯碼的條件下，通信偵察方也無法進(jìn)行進(jìn)一步的糾錯(cuò)分析。但對(duì)于處于合作通信狀態(tài)的通信接收端M2來講，由于有信道糾錯(cuò)譯碼措施，即使在比特信噪比接近γup的接收條件下，也需使其糾錯(cuò)譯碼之后的誤比特率EM2(γup)低于預(yù)設(shè)數(shù)值，即：

式（7）中，Eth,M2表示針對(duì)正常接收方的預(yù)設(shè)誤比特率門限，一般可取Eth,M2=10-5。于是，上述合作與非合作接收的誤比特率曲線間的差異如圖3所示。

圖3 合作與非合作接收誤比特率曲線差異示意

圖3中，無信道譯碼的曲線對(duì)應(yīng)通信偵察方非合作接收條件下的接收誤比特函數(shù)Ez(γ)，有信道譯碼的曲線對(duì)應(yīng)通信接收端合作接收條件下的接收誤比特函數(shù)EM2(γ)。為了有效阻止通信偵察方對(duì)無線傳輸信息的偵聽，滿足式（6）和（7）的要求，通信傳輸方在信道編碼方式的選擇上需要使Ez(γ)盡可能在圖3中向上方移動(dòng)，而使EM2(γ)盡可能在圖3中向下方移動(dòng)。如此，滿足式（6）和（7）的γup取值范圍才能盡可能大，表現(xiàn)為圖3中陰影部分的寬度，記為[γ1,γ2]。實(shí)際上要達(dá)到上述目的，一條有效的技術(shù)途徑是采用高階數(shù)字調(diào)制，這樣兩條誤碼率曲線之間的位置差異就可以較明顯地體現(xiàn)出來。

在整個(gè)取值范圍內(nèi)，γ最佳的取值γop可由式（8）計(jì)算得到：

式（8）的物理意義在于：在滿足式（6）和式（7）的條件下，使得合作接收與非合作接收之間的誤比特率差異實(shí)現(xiàn)最大化，從而更有利于在通信發(fā)送端主動(dòng)自加噪傳輸方式下，通過高效的信道糾錯(cuò)編碼，更加有效地阻止非合作通信偵察方的偵聽。

4 仿真示例與討論

以典型的MQAM數(shù)字調(diào)制信號(hào)為例進(jìn)行說明，如果對(duì)該信號(hào)進(jìn)行純粹解調(diào)，其誤比特率Es(γ)由下式確定[9]：

式（9）中，Q(·)為標(biāo)準(zhǔn)Q函數(shù)，且4QAM、16QAM、64QAM三類信號(hào)的誤比特率曲線如圖4所示。

圖4 4/16/64QAM信號(hào)的誤比特率曲線

圖4中的一條橫線表示誤比特率為3%的參考線，4QAM、16QAM、64QAM在誤比特率達(dá)到3%時(shí)，其所對(duì)應(yīng)的比特信噪比分別為0.8 dB、3.8 dB、7.2 dB。由此可見，在相同誤比特率條件下，高階調(diào)制所要求的比特信噪比更高。按照前文的分析，該數(shù)值直接對(duì)應(yīng)通信發(fā)送方對(duì)傳輸比特信噪比控制區(qū)間上限γ2的選擇，而γ2越大越好。所以，采用高階調(diào)制，將更有利于通信雙方實(shí)施安全傳輸。

如果此時(shí)通信發(fā)送方采用LDPC編碼和16QAM調(diào)制來實(shí)施傳輸。根據(jù)文獻(xiàn)[10]給出的參照DVB-S2標(biāo)準(zhǔn)的編碼參數(shù)，取碼長(zhǎng)為16 200，碼率為1/2，采用和積譯碼方法，最大迭代次數(shù)為50次，所得到的譯碼后的誤比特率與標(biāo)準(zhǔn)的不利用信道譯碼而純粹解調(diào)條件下的誤比特率曲線，如圖5所示。

圖5 16QAM信號(hào)LDPC解調(diào)譯碼的誤比特率曲線

由圖5可知，在發(fā)送端采用LDPC編碼、接收端譯碼糾錯(cuò)后的誤比特率曲線在比特信噪比為3 dB時(shí)，誤碼率就達(dá)到了10-5。圖5中陰影部分表示比特信噪比為[3，3.8] dB的區(qū)間，通信發(fā)送端只要按照式（5），將接收端的接收信號(hào)的比特信噪比上限控制在此區(qū)間范圍內(nèi)，那么就可以使非合作的通信偵聽方的接收誤比特率至少限制在3%以上。而作為合作接收方的通信接收端利用LDPC解調(diào)譯碼，則可以使接收比特誤碼率低于10-5。根據(jù)圖5的曲線與前文所述的式（8），在[3，3.8] dB的區(qū)間內(nèi)，顯然最佳的比特信噪比γop=3 dB。在此條件下，合作方與非合作方之間的誤比特率相差最大。

對(duì)于64QAM的通信信號(hào)，按照文獻(xiàn)[11]中給出的數(shù)據(jù)，有：64QAM調(diào)制下采用多元LDPC編碼，1/3的碼率，接收端解調(diào)譯碼后在比特信噪比為5.6 dB時(shí)，誤比特率為10-5；在圖4中64QAM信號(hào)純粹解調(diào)時(shí)，在比特信噪比為7.2 dB時(shí)，誤比特率為3%。于是，在[5.6，7.2] dB的區(qū)間內(nèi)，通信發(fā)送端都可以實(shí)施有效控制來實(shí)現(xiàn)安全傳輸。

由上述示例可見，所采用的信道編碼方式的糾錯(cuò)性能越高，圖5中編碼后的信號(hào)的解調(diào)譯碼性能曲線越會(huì)向左下方移動(dòng)，那么合作通信方與非合作偵聽方之間的誤碼差異將會(huì)越大。所以，在采用高階調(diào)制的基礎(chǔ)上，使用具有更強(qiáng)糾錯(cuò)性能的信道編碼和更優(yōu)的譯碼方法，將更有利于提高物理層傳輸?shù)陌踩浴?/p>

5 結(jié) 語

針對(duì)合作通信雙方與非合作通信偵聽方之間在信道編譯碼環(huán)節(jié)上的差異，以及當(dāng)前通信偵察技術(shù)在信道編碼識(shí)別方面的能力缺陷，在通信傳輸過程中，通信發(fā)送端主動(dòng)添加隨機(jī)噪聲，有效控制任何通信接收端在接收過程中比特信噪比的上限值，形成一種低信噪比接收條件；合作通信的接收端利用高效信道糾錯(cuò)譯碼來獲得有效的正確接收，而處于非合作狀態(tài)的通信偵聽方由于無法實(shí)施糾錯(cuò)譯碼而形成極高的解調(diào)誤比特率，造成通信偵聽的失效，從而有效確保通信系統(tǒng)中物理層數(shù)據(jù)的安全傳輸。仿真示例顯示了該方法的有效性，同時(shí)也表明，在采用具有更強(qiáng)糾錯(cuò)能力的信道編碼和信號(hào)高階調(diào)制的條件下，該方法的有效性會(huì)更好。另一方面，為了避免通信偵察方實(shí)施長(zhǎng)期的統(tǒng)計(jì)分析，還可以對(duì)重要的信道編碼參數(shù)進(jìn)行快速更替，如改變交織矩陣、更換擾碼序列等，從而進(jìn)一步增強(qiáng)物理層傳輸?shù)陌踩浴?/p>

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石 榮（1974—），男，博士，研究員，主要研究方向?yàn)殡娮訉?duì)抗、通信與雷達(dá)系統(tǒng)；

胡 蘇（1983—），男，博士，副教授，主要研究方向?yàn)橥ㄐ趴垢蓴_技術(shù)；

李 瀟（1993—），女，碩士研究生，主要研究方向?yàn)殡娮訉?duì)抗。

Physical-Layer Safe Transmission based on Integrated Active Self-added Noise and Efficient Error-correct Encode

SHI Rong1, HU Su2, LI Xiao1
(1.Science and Technology on Electronic Information Control Laboratory, Chengdu Sichuan 610036, China; 2.State Key Lab of Communication, University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu Sichuan 611731, China)

Aiming at the problem of physical-layer safe transmission, a new safe transmission method in combination of active self-added noise and efficient error-correct encode is proposed. This method, via actively adding noise to the signal during the transmitting process, implements exact control of the upper limit of bit SNR for any receivers. In light of that the interceptor cannot get the type and parameters of channel code in the high bit-error-rate, the communication reconnaissance is prevented from getting the accurate bit stream of the physical layer. For the normal receiver, the noise added in the signals could be eliminated and the bit streams are recovered correctly via the channel decoding process. The theoretic analysis and simulation examples indicate the validity of this method, thus providing a significant reference for the research of physical-layer safe transmission application.

active self-added noise; channel error-correct code; SNR of transmission; SNR of receiving; channel code recognition; safe transmission

TN911；TN973

A

1002-0802(2016)-12-1593-05

10.3969/j.issn.1002-0802.2016.12.004

2016-08-12

2016-11-25 Received date:2016-08-12;Revised date:2016-11-25

重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室基金（No.6142105040116210XXXX）

Foundation Item:Key Laboratory Foundation (No.6142105040116210XXXX)