孫大成，陳　智

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第四十七研究所，沈陽(yáng)110032）

一種新型的原邊控制LED驅(qū)動(dòng)電路研究與設(shè)計(jì)

孫大成，陳智

（中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第四十七研究所，沈陽(yáng)110032）

為解決傳統(tǒng)的副邊控制方法存在控制電路復(fù)雜、成本高的問(wèn)題，設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于發(fā)光二極管（LED）照明的單級(jí)反激控制器中的原邊控制電路。通過(guò)對(duì)原邊反饋?zhàn)鬏敵鲭娏鞴烙?jì)，然后將估計(jì)值與基準(zhǔn)電壓作為誤差放大器的輸入來(lái)控制原邊導(dǎo)通時(shí)間，從而實(shí)現(xiàn)平均輸出電流的恒流控制。采用零電流開(kāi)啟技術(shù)，在電壓谷底處打開(kāi)功率管，減小了導(dǎo)通開(kāi)關(guān)損耗。介紹了原邊控制的相關(guān)原理和整體電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。設(shè)計(jì)采用0.5μm BCD工藝，并通過(guò)Hspice仿真進(jìn)行驗(yàn)證。結(jié)果表明，該電路成功實(shí)現(xiàn)了平均輸出電流的恒流控制，驅(qū)動(dòng)反激變換器工作在準(zhǔn)諧振模式時(shí)有較高的轉(zhuǎn)換效率。

交流／直流；原邊控制；單級(jí)反激；輸出電流估計(jì)；LED驅(qū)動(dòng)；峰值電流模式

1　引　言

如今LED在固態(tài)照明光源中越來(lái)越受歡迎，LED具有壽命長(zhǎng)、工作溫度范圍寬、驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)易等諸多優(yōu)點(diǎn)。LED驅(qū)動(dòng)電路拓?fù)浞譃閱渭?jí)拓?fù)浜蛢杉?jí)拓?fù)?，原邊控制單?jí)反激變換器具有成本低、體積小、電氣隔離、簡(jiǎn)易等特點(diǎn)，因此在低成本小功率的LED驅(qū)動(dòng)場(chǎng)合得到廣泛的應(yīng)用。相比傳統(tǒng)的反激變換器采用光耦合器對(duì)輸出電流采樣而使得電源體積大、控制電路復(fù)雜，原邊控制單級(jí)反激變換器通過(guò)輔助繞組反饋原邊電壓間接采樣輸出電流，從而省去了光耦合器，簡(jiǎn)化了控制電路，使得電源體積及成本減小［1－4］。筆者設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于LED照明的單級(jí)反激控制器中的原邊控制電路，通過(guò)原邊反饋?zhàn)鬏敵鲭娏鞴烙?jì)，然后將估計(jì)值與基準(zhǔn)電壓作誤差放大來(lái)控制原邊導(dǎo)通時(shí)間，從而實(shí)現(xiàn)平均輸出電流的恒流控制。采用零電流開(kāi)啟技術(shù)，在電壓谷底處打開(kāi)功率管，減小了導(dǎo)通開(kāi)關(guān)損耗。設(shè)計(jì)的電路特點(diǎn)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低、容易實(shí)現(xiàn)，適用于低成本反激式LED照明控制器的應(yīng)用場(chǎng)合。

2　傳統(tǒng)副邊控制原理

用于LED照明的傳統(tǒng)副邊控制反激變換器電路如圖1所示［5］。采樣電阻RS及光耦合器構(gòu)成了副邊電流負(fù)反饋通路。負(fù)載電流ILED由采樣電阻RS獲得，為了不破壞變壓器兩邊的電氣隔離性，輸出電流的反饋由光耦合器來(lái)完成。

圖1　傳統(tǒng)副邊控制電路圖

因?yàn)楣怦詈掀骱茈y工作在高溫和有輻射的環(huán)境，所以工作在這樣環(huán)境下的光耦合器會(huì)影響反激變換器對(duì)輸出電流的恒流控制從而導(dǎo)致輸出電流劇烈變化，變化的LED電流將減少LED的壽命［2］。另外，傳統(tǒng)副邊控制的反激變換器體積大、控制電路復(fù)雜，使得電路成本增加［3，5］。采用原邊控制方法的反激變換器通過(guò)輔助繞組間接采樣輸出電流，從而省去了光耦合器且保持了變壓器兩邊的電氣隔離。

針對(duì)傳統(tǒng)的副邊控制存在的問(wèn)題，我們?cè)O(shè)計(jì)了如下所示的原邊控制電路。

3　原邊控制原理

3.1整體電路結(jié)構(gòu)及工作原理

筆者設(shè)計(jì)的用于LED照明的原邊控制原理如圖2所示。由輸出電流估計(jì)電路、誤差放大器、原邊峰值電流采樣電路、次級(jí)電感電流過(guò)零檢測(cè)電路、谷底檢測(cè)電路及導(dǎo)通計(jì)時(shí)器組成。

原邊采樣處理得到輸出電流的估計(jì)值，然后將估計(jì)值與基準(zhǔn)作誤差放大來(lái)控制導(dǎo)通時(shí)間；谷底檢測(cè)電路控制開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通使得變換器工作在準(zhǔn)諧振模式；峰值電流采樣補(bǔ)償電路對(duì)峰值采樣作補(bǔ)償提高線性調(diào)整性能。

相比文獻(xiàn)［3］所給出的原邊控制電路包含振蕩器及復(fù)雜的電流負(fù)反饋環(huán)，筆者設(shè)計(jì)的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，硬件成本低。

下面分析電路的具體工作原理。

峰值電流采樣電路通過(guò)采樣電阻RS得到原邊峰值電流IP_PK·RS。次級(jí)電感電流過(guò)零檢測(cè)的輸出信號(hào)是Vctl，其工作原理是：當(dāng)D1導(dǎo)通有電流時(shí)，Vctl為高電平；當(dāng)D1截止電流為零時(shí)，Vctl為低電平。故Vctl是一個(gè)占空比D'=tDIS／TS的脈沖信號(hào)，其中tDIS是D1導(dǎo)通時(shí)間、TS是開(kāi)關(guān)周期。

圖2　原邊控制原理圖

IP_PK·RS與Vctl輸入到輸出電流估計(jì)電路作處理得到一個(gè)與輸出電流正比例的信號(hào)VIo_e并輸出到EA的負(fù)相端完成輸出電流反饋。

VIo_e與芯片內(nèi)部參考電壓VREF作誤差放大得到EAOUT，輸出到導(dǎo)通計(jì)時(shí)器ON Timer來(lái)控制Q1的導(dǎo)通時(shí)間。Q1導(dǎo)通瞬間ON Timer開(kāi)始計(jì)時(shí)，EAOUT電平越大計(jì)時(shí)時(shí)間越長(zhǎng)，計(jì)時(shí)完成后輸出關(guān)斷信號(hào)VOFF來(lái)關(guān)斷Q1。

Q1關(guān)斷，變壓器電流從初級(jí)傳遞到次級(jí)，IS流向輸出電容CO及LED負(fù)載。當(dāng)IS下降為零，初級(jí)電感及Q1漏極寄生電容構(gòu)成的LC諧振回路發(fā)生振蕩，即Q1漏電壓振蕩。原邊電壓通過(guò)輔助繞組反饋及電阻分壓后輸入到谷底檢測(cè)電路。當(dāng)谷底檢測(cè)電路在PSF檢測(cè)到諧振信號(hào)的波谷時(shí)，輸出一個(gè)開(kāi)啟信號(hào)VON來(lái)打開(kāi)Q1，即在Q1漏極電壓最小時(shí)開(kāi)啟功率管使得導(dǎo)通損耗減小提高電源效率。故電路驅(qū)動(dòng)變換器工作在準(zhǔn)諧振模式。

另外，在COMP端外接頻率補(bǔ)償電容以提高系統(tǒng)環(huán)路的穩(wěn)定性及PFC性能。

3.2輸出電流估計(jì)電路及其原理

輸出電流估計(jì)電路如圖3所示，由K倍增器、開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)及低通濾波器組成。

圖3　輸出電流估計(jì)電路

K倍增器由負(fù)反饋放大器設(shè)計(jì)。放大器采用折疊式共源共柵運(yùn)放結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，其共源共柵電流鏡采用高擺幅的共源共柵電路。

電阻R1－R2對(duì)VIpk采樣后由B點(diǎn)反饋到運(yùn)放的負(fù)相端，并與IP_PK·RS作誤差放大調(diào)節(jié)M1。當(dāng)運(yùn)放增益足夠大時(shí)，系統(tǒng)工作在深度負(fù)反饋狀態(tài)，有運(yùn)放的正相端電壓等于負(fù)相端電壓，即可得VIpk表示為：

原邊峰值電流采樣值IP_PK·RS放大了1＋R1／R2倍，減小了地噪聲的影響。

開(kāi)關(guān)管M2與M3組成開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)，并由Vctl控制其開(kāi)關(guān)。當(dāng)Vctl=1，M2導(dǎo)通、M3關(guān)斷，VIam=VIpk；當(dāng)Vctl=0，M2關(guān)斷、M3導(dǎo)通，VIam=0。所以可得VIam是幅值等于VIpk、占空比等于Vctl的脈沖信號(hào)。

R3及C組成了低通濾波器，濾波器的截止頻率一般設(shè)計(jì)為小于變換器最小開(kāi)關(guān)頻率的1／10［3］，即ωRC≤1／10·ω0（VIam）。根據(jù)信號(hào)與系統(tǒng)原理，當(dāng)滿足上述頻率要求時(shí)，VIam的｛ak（VIam），k≠0｝頻譜分量被濾除，則VIam僅直流分量a0（VIam）通過(guò)［6］，即VIam表示為：

3.3恒流控制原理

如前文所述，設(shè)計(jì)的原邊控制電路驅(qū)動(dòng)變換器工作在準(zhǔn)諧振模式［7－8］，則理想的開(kāi)關(guān)波形如圖4所示，每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期TS由三個(gè)部分組成：原邊導(dǎo)通時(shí)間tON，反激變壓器次級(jí)整流二極管D1導(dǎo)通時(shí)間tDIS，準(zhǔn)諧振時(shí)間tQR。

圖4　理想的開(kāi)關(guān)波形

忽略變壓器漏感的影響，由變壓器的電流關(guān)系IS_PK=NPS·IP_PK得：

由圖可知平均輸出電流可以表示為：

其中NPS是變壓器初級(jí)與次級(jí)的匝數(shù)比。

由圖2可知，電路正常工作時(shí)系統(tǒng)工作在深度負(fù)反饋狀態(tài)，則有VIo_e=VREF，即：

結(jié)合式（4）與式（5）可得平均輸出電流表達(dá)式為：

VREF、K是電路內(nèi)部設(shè)計(jì)常量，NPS、RS是應(yīng)用設(shè)計(jì)常量，所以平均輸出電流是恒定的。

4　仿真結(jié)果與分析

電路基于0.5μm BCD工藝設(shè)計(jì)，使用HSPICE進(jìn)行仿真驗(yàn)證，仿真結(jié)果表明設(shè)計(jì)的電路成功實(shí)現(xiàn)平均輸出電流恒定，并驅(qū)動(dòng)變換器工作在準(zhǔn)諧振模式。圖5所示的是恒流仿真結(jié)果，由圖可知，電路成功實(shí)現(xiàn)平均輸出電流的恒流控制。圖6所示的是電路主要的工作波形，由圖可知，當(dāng)導(dǎo)通計(jì)時(shí)完成時(shí)輸出一個(gè)高電平脈沖VOFF關(guān)斷Q1；當(dāng)檢測(cè)到電壓谷底時(shí)輸出一個(gè)高電平脈沖開(kāi)啟Q1，即工作在準(zhǔn)諧振模式。

圖5　恒流仿真結(jié)果

圖6　實(shí)際的開(kāi)關(guān)波形

5　結(jié)束語(yǔ)

在LED照明控制器設(shè)計(jì)中，傳統(tǒng)的副邊控制方法存在控制電路復(fù)雜、成本高等問(wèn)題，提出了一種原邊控制方法，通過(guò)原邊反饋處理得到輸出電流的估計(jì)值并進(jìn)行恒流調(diào)制。相比同類型的原邊控制電路［3］，筆者設(shè)計(jì)的電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、硬件成本少，適用于低成本的反激式LED照明控制器?；诶碚撛O(shè)計(jì)分析，采用0.5μm BCD工藝實(shí)現(xiàn)了本文電路的具體設(shè)計(jì)，并通過(guò)Hspice仿真，驗(yàn)證了電路的可行性和正確性。

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Design of Novel Primary－Side Controlled Circuit for LED Lighting

Sun Dacheng，Chen Zhi
（The 47th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation，Shenyang 110032，China）

In order to solve problems such as control circuit complexity and high cost in the traditional secondary side control way，this paper presents methods and circuits of a primary－side control for LED lighting.The output current is estimated by the primary side feedback，and the error amplifier input is combined with reference voltage to control the primary side turn－on time and achieve constant average output current control.The zero－current turn on technology is used by opening power tube at the valley of primary side voltage to reduce switch－on power dissipation.It introduces the theory of the primary side control and the design of whole circuit.The process of 0.5μm BCD craft is used and Hspice simulation is conducted for circuit test.The results of simulation show that the proposed circuit successfully implements the constant average output current control and drives the flyback converter in quasiresonant mode to achieve higher efficiency.

AC／DC；Primary－side control；Single－stage flyback；Output current estimation；LED driver；Peak current mode

10.3969／j.issn.1002－2279.2016.01.021

TN432

A

1002－2279（2016）01－0083－04

孫大成（1977－），男，遼寧省昌圖縣人，高級(jí)工程師，主研方向：集成電路設(shè)計(jì)。

2015－09－25