韓東浩 劉 浩 吳 季 吳瓊之 張德海 陸 浩 張 穎

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①②劉 浩*①吳 季①吳瓊之③張德海①陸 浩①?gòu)?穎①②

①(中國(guó)科學(xué)院國(guó)家空間科學(xué)中心微波遙感重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 北京 100190)②(中國(guó)科學(xué)院大學(xué) 北京 100049)③(北京理工大學(xué) 北京 100081)

干涉儀利用通道間的相關(guān)運(yùn)算進(jìn)行測(cè)量，是干涉式成像的基本單元。太赫茲成像在安全檢查、軍事偵查等方面有著廣泛的應(yīng)用前景。將干涉成像測(cè)量引入太赫茲領(lǐng)域后，為解決相關(guān)運(yùn)算中高速信號(hào)的相位同步問題，該文提出基于低速FPGA控制的交叉同步方案，用低硬件代價(jià)解決高速采樣信號(hào)的相位同步問題，并完成了一套多通道高速數(shù)字相關(guān)系統(tǒng)。系統(tǒng)的最高采樣速率為5 GHz, ADC有效位數(shù)大于等于6位，相關(guān)器積分時(shí)間可調(diào)。最后，利用該數(shù)字相關(guān)器和相應(yīng)的太赫茲微波元器件搭建了中心頻率為0.44 THz的干涉儀，并得到了清晰的干涉條紋，其線性相位誤差小于。該研究

太赫茲；干涉成像；高速數(shù)字相關(guān)器；相位同步

1 引言

太赫茲頻段介于微波與紅外線之間，由于太赫茲頻段電磁波對(duì)大多數(shù)非金屬和無極媒介具有很好的穿透性，被動(dòng)太赫茲成像技術(shù)在反恐安全檢查及軍事偵察等方面有著巨大的應(yīng)用前景[1]。尤其是在軍事偵察中，和傳統(tǒng)的光學(xué)紅外成像相比，被動(dòng)太赫茲成像可以適用于諸多惡劣天氣環(huán)境。另一方面，與主動(dòng)式雷達(dá)相比，被動(dòng)成像手段無需發(fā)射電磁波，隱蔽性更好[2]。

按照成像制式的不同進(jìn)行劃分，目前毫米波亞毫米波段太赫茲成像主要有機(jī)械掃描、焦平面成像、干涉式綜合孔徑成像以及相控陣波束形成等技術(shù)手段。其中相控陣技術(shù)受器件水平，系統(tǒng)成本及功耗等因素的限制，其工程實(shí)現(xiàn)難度較大，目前應(yīng)用不多。實(shí)孔徑機(jī)械掃描體制[3]原理簡(jiǎn)單，成本低，但成像速率低，且機(jī)械平臺(tái)穩(wěn)定性對(duì)系統(tǒng)性能有很大影響。焦平面陣列成像體制[4]是目前采用的最多的被動(dòng)式毫米波成像體制，這主要是由于用于該體制系統(tǒng)的天線、饋源、微波集成電路(MMIC)接收機(jī)等部件的加工精度及性能在近些年得到了很大的提高，該體制主要缺點(diǎn)是接收機(jī)系統(tǒng)數(shù)目繁多，系統(tǒng)復(fù)雜，成本高。干涉式綜合孔徑技術(shù)[5]則是利用有效稀疏天線陣列進(jìn)行頻域測(cè)量來取代時(shí)域測(cè)量。該項(xiàng)技術(shù)首先在射電天文領(lǐng)域獲得成功應(yīng)用[6]，隨后拓展到微波遙感領(lǐng)域，在對(duì)地遙感中發(fā)揮了重要作用，例如在NASA的ESTAR機(jī)載輻射計(jì)[7]、歐空局SMOS衛(wèi)星的MIRAS微波輻射計(jì)[8]、中國(guó)科學(xué)院國(guó)家空間科學(xué)中心的GIMS地球同步軌道微波輻射計(jì)樣機(jī)中，均利用干涉式綜合孔徑技術(shù)進(jìn)行成像，并取得了成功。干涉成像與其他成像方式相比最大的優(yōu)點(diǎn)是：無需機(jī)械掃描，無需高精度的拋面天線，通過對(duì)散布的小天線的輸出數(shù)據(jù)的合成就可以得到高空間分辨力和高靈敏度的圖像，并且可通過基線的優(yōu)化設(shè)計(jì)最大限度減少天線陣列的單元數(shù)。

太赫茲干涉式成像的難點(diǎn)在于如何保持太赫茲信號(hào)的相位信息從而對(duì)其進(jìn)行復(fù)相關(guān)運(yùn)算。本文提出的高速數(shù)字相關(guān)器，直接在中頻波段進(jìn)行數(shù)字采樣，利用交叉同步的方案保證高速信號(hào)的相位同步性。根據(jù)系統(tǒng)邏輯資源及處理速度需求，選型利用Xilinx公司的V6系列FPGA對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行實(shí)時(shí)相關(guān)運(yùn)算[11]，從而完成了整個(gè)大帶寬高速數(shù)字相關(guān)器的構(gòu)架。然后利用中國(guó)科學(xué)院國(guó)家空間科學(xué)中心自主研發(fā)的太赫茲天線和接收機(jī)[12]以及本數(shù)字相關(guān)器搭建了0.44 THz的二元干涉儀，并得到了點(diǎn)源干涉條紋，該太赫茲干涉儀可作為今后設(shè)計(jì)太赫茲干涉成像儀的基本單元。

2 干涉式成像原理

二元干涉儀是干涉式成像的基本單元[6]，其基本模型如圖1所示。設(shè)入射波為平行入射。傾斜角度為處單頻點(diǎn)源的系統(tǒng)Q路輸出為

圖1 二元干涉儀示意圖

3 太赫茲干涉儀系統(tǒng)構(gòu)成

太赫茲干涉儀主要由天線、亞毫米波前端、數(shù)字相關(guān)器等3個(gè)子系統(tǒng)構(gòu)成。其系統(tǒng)框圖如圖2所示。

圖2 THz干涉儀系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

天線負(fù)責(zé)信號(hào)的采集接收。由于喇叭天線技術(shù)比較成熟，具有增益高，駐波比低，工作頻帶寬的優(yōu)點(diǎn)，并且結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易制造，可靠性較高，所以本系統(tǒng)選擇喇叭天線。天線模塊經(jīng)加工測(cè)試后，天線增益為25.6 dB, 3 dB波瓣寬度為10°，副瓣電平為-30 dB。滿足設(shè)計(jì)要求。

亞毫米波前端采用二次諧波混頻方案，主要包括公共本振、功分器、三倍頻器、混頻器等結(jié)構(gòu)。其中，三倍頻器在獲得功率足夠的同相太赫茲源中有著重要作用[12]。亞毫米波前端經(jīng)諧波混頻后的中頻信號(hào)將直接饋入高速數(shù)字相關(guān)器進(jìn)行下一步的處理。

4 太赫茲干涉儀中高速數(shù)字相關(guān)器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

輸入到數(shù)字相關(guān)器的中頻信號(hào)將通過模數(shù)轉(zhuǎn)換、數(shù)字正交下變頻、復(fù)相關(guān)運(yùn)算得到原始干涉測(cè)量結(jié)果，然后將此結(jié)果進(jìn)行存儲(chǔ)或上傳到PC機(jī)進(jìn)行數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)處理。

從結(jié)構(gòu)上劃分，數(shù)字相關(guān)器主要包含模數(shù)轉(zhuǎn)換、數(shù)字正交下變頻、數(shù)字復(fù)相關(guān)、數(shù)據(jù)存儲(chǔ)處理等單元，其具體結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

時(shí)鐘生成分發(fā)模塊負(fù)責(zé)為多個(gè)模數(shù)裝換模塊提供同步的采樣時(shí)鐘源，模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊負(fù)責(zé)中頻信號(hào)數(shù)字化，數(shù)據(jù)處理模塊負(fù)責(zé)對(duì)中頻數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理從而得到相關(guān)輸出，控制及數(shù)據(jù)接口模塊負(fù)責(zé)以上各模塊的參數(shù)配置及數(shù)據(jù)的導(dǎo)出。

4.1時(shí)鐘生成及分發(fā)模塊

時(shí)鐘生成模塊采用ADF4350鎖相環(huán)芯片對(duì)10 MHz有源晶振進(jìn)行倍頻，ADCLK944芯片進(jìn)行時(shí)鐘分發(fā)。數(shù)字采樣時(shí)鐘網(wǎng)絡(luò)的時(shí)鐘質(zhì)量對(duì)系統(tǒng)性能有著很大的影響，時(shí)鐘質(zhì)量評(píng)估的一個(gè)重

圖3 太赫茲干涉儀相關(guān)器結(jié)構(gòu)框圖

要指標(biāo)就是時(shí)鐘相位的抖動(dòng)，采樣時(shí)鐘的抖動(dòng)會(huì)造成采樣點(diǎn)的偏離，其對(duì)性能指標(biāo)的影響主要表現(xiàn)在ADC轉(zhuǎn)換信噪比的惡化和ADC有效位數(shù)的降低[14]。

通常，通道信噪比SNR和時(shí)鐘信號(hào)的均方根RMS抖動(dòng)值關(guān)系為

ADC通道信噪比和ADC通道的有效位數(shù)(ENOB)的關(guān)系為

對(duì)于本相關(guān)器中的ADC模塊，其系統(tǒng)采樣速率最高為5 GHz，轉(zhuǎn)換位數(shù)為8 bit，系統(tǒng)指標(biāo)要求模數(shù)轉(zhuǎn)換有效位數(shù)為6 bit，則可以得到時(shí)鐘抖動(dòng)需要小于7.82 ps。對(duì)于ADF4350，其RMS抖動(dòng)典型值為0.5 ps, ADCLK944的RMS值為0.05 ps。實(shí)際完成后，時(shí)鐘生成分發(fā)系統(tǒng)的RMS抖動(dòng)測(cè)試滿足系統(tǒng)性能要求。

4.2高速模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊

高速模數(shù)轉(zhuǎn)換是實(shí)現(xiàn)高速相關(guān)的前提。較高的模數(shù)轉(zhuǎn)換速率可以保證系統(tǒng)的相關(guān)運(yùn)算帶寬和相關(guān)運(yùn)算的靈敏度。

模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊的核心芯片是e2v公司的系列芯片。一片芯片內(nèi)有4個(gè)ADC核，可配置為5 GHz1通道、2.5 GHz2通道、1.25 GHz4通道3種工作模式。另外，可通過配置時(shí)鐘生成及分發(fā)模塊的ADF4350微調(diào)的值，得到不同的數(shù)字采樣頻率。系統(tǒng)完成后，經(jīng)測(cè)試，ADC位數(shù)6 bit，滿足系統(tǒng)要求[14]。

4.3數(shù)據(jù)處理模塊

數(shù)據(jù)處理模塊負(fù)責(zé)中頻數(shù)字信號(hào)的處理，包括數(shù)字正交下變頻子模塊和相關(guān)處理子模塊。

每個(gè)通道的模數(shù)轉(zhuǎn)換后接一個(gè)數(shù)字正交下變頻模塊[15]，數(shù)字正交下變頻依次包含帶通濾波器、正交混頻器和低通濾波器，其中信號(hào)通過濾波器及乘法器時(shí)，bit位展寬現(xiàn)象嚴(yán)重，需要進(jìn)行有效位數(shù)的截?cái)啵唧w截?cái)喾桨笐?yīng)根據(jù)輸入信號(hào)的幅值范圍和輸入信號(hào)的頻譜成分特性等具體情況進(jìn)行特殊優(yōu)化。對(duì)于本系統(tǒng)高速采樣形成的并行數(shù)據(jù)，可用并行FIR濾波器的設(shè)計(jì)來實(shí)現(xiàn)對(duì)并行信號(hào)的濾波[15]。

相關(guān)處理模塊包含自相關(guān)運(yùn)算模塊、自累加運(yùn)算模塊、互相關(guān)運(yùn)算模塊。自相關(guān)運(yùn)算相當(dāng)于全功率檢波測(cè)量，用于估計(jì)該路的測(cè)量功率。自累加運(yùn)算用來估計(jì)ADC量化的門限誤差及ADC偏置[16]，互相關(guān)運(yùn)算可得到原始的干涉測(cè)量值。每個(gè)通道均接一個(gè)自相關(guān)自累加模塊，所有通道兩兩進(jìn)行互相關(guān)，互相關(guān)運(yùn)算對(duì)資源量消耗最大，為節(jié)省資源，每個(gè)通道的數(shù)據(jù)經(jīng)三階重量化后再進(jìn)行互相關(guān)運(yùn)算[17]。三階重量化協(xié)方差系數(shù)和模擬相關(guān)系數(shù)存在固定的轉(zhuǎn)換關(guān)系，其影響相當(dāng)于積分時(shí)間的損失[17,18]。

4.4控制及數(shù)據(jù)接口模塊

上述系統(tǒng)中時(shí)鐘模塊倍頻系數(shù)、ADC工作模式、相關(guān)運(yùn)算積分時(shí)間等參數(shù)可通過上位機(jī)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行配置，控制器通過FPGA內(nèi)的AXI_lite總線主機(jī)進(jìn)行控制，系統(tǒng)各單元均作為AXI_lite總線上的從機(jī)接受主機(jī)的控制。相關(guān)模塊的數(shù)據(jù)以AXI_stream總線的格式輸送到通信接口轉(zhuǎn)換模塊，經(jīng)轉(zhuǎn)換后通過USB數(shù)據(jù)口上傳至PC機(jī)。

5 太赫茲干涉儀各接收通道的相位同步問題分析

5.1相位同步誤差來源分析

干涉儀的多個(gè)接收機(jī)通道通常需要多個(gè)進(jìn)行同步采樣，因此高速AD間的協(xié)同工作問題亟待解決。對(duì)于常用高速模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片ev8aq來說，其片間ADC采樣相位差主要可分為兩部分：分頻模糊引入的相位差；。

本系統(tǒng)中ev8aq芯片中的4個(gè)AD核的采樣時(shí)鐘是由外部輸入采樣時(shí)鐘經(jīng)分頻得到，芯片間會(huì)存在分頻模糊問題。另外，受實(shí)際系統(tǒng)精度影響，ADF4350到多片ev8aq的路徑延時(shí)存在差別，必然會(huì)導(dǎo)致實(shí)際輸入到不同芯片的存在相位差。

5.2 ADC采樣時(shí)鐘相位誤差的校正

對(duì)于分頻模糊導(dǎo)致的相位差，其根本原因是多個(gè)ev8aq芯片的工作不同步導(dǎo)致的。ev8aq芯片有專門的同步管腳用于芯片間的同步，并且其數(shù)據(jù)輸出時(shí)鐘和時(shí)鐘是同源的。基于芯片的這一功能，本文提出了所謂的交叉同步方案。其具體實(shí)現(xiàn)方法是：先給其中一片ev8aq：編號(hào)a，一個(gè)任意的同步信號(hào)，從而得到a的輸出數(shù)據(jù)時(shí)鐘；而后利用這個(gè)輸出數(shù)據(jù)時(shí)鐘去同步另外的一片ev8aq：編號(hào)b，從而b片工作在了一個(gè)確定模式；最后利用b的輸出數(shù)據(jù)時(shí)鐘去同步其它所有的ev8aq，使所有的ev8aq芯片全部工作在和b同步的模式下。其控制邏輯如圖4所示。

對(duì)于通道延時(shí)線不同引入的相位差，其情況非常復(fù)雜：既有時(shí)鐘網(wǎng)絡(luò)延時(shí)差，又有模擬信號(hào)網(wǎng)絡(luò)延時(shí)差，且這兩種延時(shí)差影響效果可疊加。Ev8aq

圖4 多通道交叉同步及同步監(jiān)控邏輯圖

5.3 ADC同步狀態(tài)的監(jiān)控

每個(gè)芯片的數(shù)據(jù)時(shí)鐘均是由ADC的實(shí)際采樣時(shí)鐘經(jīng)分頻得到，通過監(jiān)控這些數(shù)據(jù)時(shí)鐘的相位差能夠?qū)Ω鰽DC的同步工作狀態(tài)進(jìn)行評(píng)估。利用蒙特卡洛分析法，將數(shù)據(jù)時(shí)鐘間的相位差轉(zhuǎn)換為一個(gè)隨機(jī)事件的概率，然后通過大量的實(shí)驗(yàn)去統(tǒng)計(jì)，具體實(shí)現(xiàn)邏輯如圖4所示。

利用一個(gè)和數(shù)據(jù)時(shí)鐘不相關(guān)的時(shí)鐘對(duì)這兩個(gè)時(shí)鐘進(jìn)行采樣，通過大量采樣結(jié)果的統(tǒng)計(jì)，可以估算出。實(shí)際應(yīng)用中，經(jīng)交叉同步后，<0.004,<0.72°，該值含有測(cè)試方法、FPGA內(nèi)部布線等誤差，因此有理由相信此時(shí)ev8aq模塊已實(shí)現(xiàn)同步工作。未進(jìn)行交叉同步時(shí)，>0.1，此時(shí)ev8aq不工作在同步狀態(tài)。

5.4 ADC一致性測(cè)試

根據(jù)上述交叉同步方案完成ADC同步后，對(duì)ADC的一致性進(jìn)行了測(cè)試。ADC一致性和采樣時(shí)鐘網(wǎng)絡(luò)、ADC性能、模擬信號(hào)網(wǎng)絡(luò)有關(guān)，對(duì)干涉儀的相位提取至關(guān)重要。ADC一致性測(cè)試時(shí)選用單頻測(cè)試信號(hào)，將該信號(hào)輸入到各ADC的模擬輸入端，而后對(duì)ADC的采樣量化結(jié)果進(jìn)行分析。

實(shí)際應(yīng)用中，在時(shí)域中很難直接比較通道間的不一致性。將各ADC采樣量化結(jié)果分別經(jīng)傅里葉變換后，在頻域中，通過峰值頻點(diǎn)處的相位差來估算通道間的時(shí)延誤差。經(jīng)測(cè)試，芯片內(nèi)通道一致性優(yōu)于芯片間的AD通道，芯片間通道一致性20 ps，芯片內(nèi)通道一致性10 ps，滿足系統(tǒng)性能要求。

6 太赫茲干涉儀點(diǎn)源干涉實(shí)驗(yàn)

6.1 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)構(gòu)成

利用上文所述的太赫茲干涉儀及相應(yīng)的點(diǎn)噪聲源完成了點(diǎn)源干涉實(shí)驗(yàn)。本實(shí)驗(yàn)將干涉測(cè)量技術(shù)引入太赫茲研究領(lǐng)域，獲得了清晰的太赫茲干涉條紋和線性干涉相位，對(duì)今后太赫茲干涉式測(cè)量成像提供了重要的參考價(jià)值。

對(duì)于太赫茲成像而言，探測(cè)頻段的選擇需要考慮多方面的影響。頻率較低時(shí)，受天線孔徑的限制，成像分辨率會(huì)較低，而頻率較高時(shí)，雖然較小的天線孔徑即可得到比較理想的圖像分辨率，但是在安檢、偵察等應(yīng)用中，衣服等遮蔽物帶來的散射衰減會(huì)導(dǎo)致探測(cè)質(zhì)量的下降[4]。同時(shí)，為了更好地發(fā)揮太赫茲探測(cè)優(yōu)勢(shì)，應(yīng)根據(jù)安檢偵察中金屬、陶瓷等敏感對(duì)象的太赫茲輻射譜進(jìn)行頻段設(shè)計(jì)。綜合各方面影響，作為今后太赫茲干涉成像儀的基本單元，本干涉儀選定440 GHz作為工作頻段。

實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)包括如本文所述的太赫茲干涉儀，控制及數(shù)據(jù)處理上位機(jī)，點(diǎn)噪聲源以及為噪聲源移動(dòng)時(shí)應(yīng)用的滑軌機(jī)械架。實(shí)驗(yàn)框圖如圖5所示，滑軌與干涉儀基線平行，通過滑軌控制，點(diǎn)源可沿基線平行方向進(jìn)行移動(dòng)。

實(shí)際測(cè)量時(shí)，通過滑軌控制噪聲源的精確移動(dòng)，滑軌位置精度小于3 μm，兩個(gè)天線接收機(jī)工作在440 GHz頻段，干涉儀基線59.52 mm，基線與滑軌垂直距離1100 mm，經(jīng)一次下變頻后進(jìn)入數(shù)字相關(guān)器，經(jīng)數(shù)字正交下變頻、數(shù)字相關(guān)后產(chǎn)生相關(guān)結(jié)果傳送至上位機(jī)上。當(dāng)噪聲源分別處于不同位置時(shí)，得到不同的測(cè)量數(shù)據(jù)并在上位機(jī)上進(jìn)行分析。

6.2實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)分析

將得到的相關(guān)數(shù)據(jù)經(jīng)定標(biāo)校正后，其實(shí)部虛部

圖5 太赫茲干涉實(shí)驗(yàn)框圖

分別以噪聲源的位置為橫坐標(biāo)畫出干涉條紋如圖6(a)中兩條曲線所示。由于點(diǎn)噪聲源距離遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于太赫茲信號(hào)波長(zhǎng)，由式(1)可得，干涉結(jié)果相位和點(diǎn)源的位移有線性關(guān)系。將圖6(a)中各點(diǎn)的相位提出，即可得到干涉儀的線性相位圖，如圖6(b)所示。

根據(jù)式(1)，可得距離為1100 mm外的相位中心處的一周期干涉條紋對(duì)應(yīng)的位移為12.6 mm，實(shí)測(cè)值為12.4 mm，其精度達(dá)到預(yù)期要求。線性相位誤差小于。結(jié)果顯示，干涉儀可在預(yù)期精度內(nèi)正常工作。

7 結(jié)束語

本文利用多片高速模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片間的交叉同步方法解決了高速數(shù)字采樣同步工作問題，實(shí)現(xiàn)了一種高速數(shù)字相關(guān)系統(tǒng)，將模數(shù)轉(zhuǎn)換，正交下變頻，相關(guān)運(yùn)算功能集成在了同一塊數(shù)字后端。并且利用一種新穎簡(jiǎn)便的方法對(duì)各ADC通道進(jìn)行了一致性工作狀態(tài)監(jiān)控。經(jīng)測(cè)試，芯片間通道一致性20 ps，芯片內(nèi)通道一致性10 ps，可滿足GHz頻段的直接采樣要求。

同時(shí)，本文提出了一種基于該高速數(shù)字相關(guān)系統(tǒng)及相應(yīng)的毫米波器件的太赫茲干涉儀，在0.44 THz頻段對(duì)點(diǎn)噪聲源進(jìn)行了干涉測(cè)量，獲得了清晰的干涉條紋和線性相位，如圖6所示，其線性相位誤差小于。該干涉儀為今后設(shè)計(jì)太赫茲干涉成像儀提供了基本單元。

圖6 太赫茲干涉儀輸出結(jié)果圖

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韓東浩： 男，1990年生，博士生，研究方向?yàn)楹撩撞ū粍?dòng)遙感干涉式成像系統(tǒng)設(shè)計(jì).

劉 浩： 男，1978年生，研究員，主要從事微波遙感器系統(tǒng)研制及信號(hào)處理方法研究.

Investigation on THz Interferometer System Based onDigital Correlator

HAN Donghao①②LIU Hao①WU Ji①WU Qiongzhi③ZHANG Dehai①LU Hao①Zhang Ying①②

①(Key Laboratory of Microwave Remote Sensing, National Space Science Center, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)②(University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)③(Beijing Institute of Technology, Beijing 100081, China)

As a conventional unit in interferometric imager, correlator has a wide range of applications to get visibility functions. THz imager has more and more applied to security check and military scouting area. To solve the phase synchronization problem in high speed digital correlator, which is designed for THz interferometer, this paper presents a cross synchronization scheme based on low hardware cost FPGA controller. A high speed multichannel digital correlator is presented under this scheme. In this correlator, sampling rate can reach as high as 5 GHz, effective number of ADC is greater than or equal to 6 bit, integration time is adjustable. Interference fringes are presented by constructing a 0.44 THz interferometer out of this correlator and related THz microwave devices. The fringe’s linear phase error is better than. The research could provide important reference value about the design of THz interferometric imager in future.

Terahertz; Interferometric imager; High speed digital correlator; Phase synchronization

A

1009-5896(2016)04-0964-06

10.11999/JEIT150841

2015-07-13；改回日期：2015-11-13；網(wǎng)絡(luò)出版：2016-01-04

劉浩 liuhao@mirslab.cn