劉道民，劉　?。ㄎ靼部萍即髮W通信與信息工程學院，西安710054）

同步整流在串聯(lián)鋰電池組并行充電系統(tǒng)中的應用

劉道民*，劉健
（西安科技大學通信與信息工程學院，西安710054）

在串聯(lián)鋰電池組并行充電系統(tǒng)中，由于各路反激變換器工作在低電壓、大電流的輸出狀態(tài)，從而整流二極管的導通壓降成為系統(tǒng)設計不得不考慮的因素。為了提高系統(tǒng)的效率，論文從減少外圍電路、降低成本、提高電路可靠性等方面改進，設計了一種基于FAN6204控制的鋰電池組并行充電系統(tǒng)的同步整流電路，可以對每一路分別進行同步整流控制，并進行了相應的理論分析和實驗驗證。實驗結果表明，應用同步整流電路后，系統(tǒng)的整體效率提高了6%左右。

反激變換器；同步整流；FAN6204；并行充電；鋰電池組

目前，鋰電池以其單體輸出電壓高、循環(huán)壽命長、比能量大、體積小、自放電低、無記憶效應、無污染和工作溫度范圍寬等優(yōu)點，被廣泛用作移動便攜式裝備的核心儲能裝置。在機器人、無人飛機等一些特殊設備中，需要更多的儲能來保證更長時間野外作業(yè)，就必須由鋰電池組來做儲能裝置［1-2］。因此，對鋰電池組并行充電系統(tǒng)的研究是十分必要的，而隨著“綠色能源”、“能源之心”等概念的提出，效率已經(jīng)成為衡量一個開關電源性能的重要指標［3-5］。

在串聯(lián)鋰電池組并行充電系統(tǒng)中，每一路輸出均需要一個獨立的二極管進行整流，因此整流管的損耗將會大大增加，從而影響系統(tǒng)的整體效率［6-8］。同步整流技術是使用通態(tài)電阻低、輸入阻抗高的MOSFET來代替二極管進行整流，在低電壓、大電流輸出的狀態(tài)下，可以有效降低整流管的損耗，提高系統(tǒng)的整體效率［9-10］。本文采用反激變換器同步整流控制芯片F(xiàn)AN6204和微開關電容電壓轉換器AAT3110等設計了多路輸出同步整流電路和相應的控制策略。

1　同步整流電路硬件設計

1.1主電路設計

同步整流管的驅動方式通常分為兩種，即自驅動方式和外驅動方式。自驅動方式是指直接從變壓器副邊繞組或者輔助繞組獲取電壓驅動信號，驅動同步整流管（SRMOSFET）［12］，如圖1所示。外驅動方式是指通過附加的邏輯和驅動電路，產(chǎn)生隨主變壓器副邊電壓作相應時序變化的驅動信號，驅動SRMOSFET［13］，而結合本充電系統(tǒng)實際以及綜合各方面因素考慮，同步整流電路采取外驅動方式，其原理圖如圖2所示。

圖1　采用自驅動方式的同步整流電路

圖2　同步整流電路原理圖

1.2線性預測時序控制原理

同步整流管（SR MOSFET）關斷時序由線性預測時序來控制，其工作原理基于伏秒平衡定理，電感兩端電壓在一個開關周期中的平均值為零［15］，即在一個開關周期電感的凈伏秒必須為零，因此可得充電電壓和充電時間的乘積等于放電電壓和放電時間的乘積。由圖3反激變換器DCM模式時線性預測時序控制的典型波形，可以得出式（1）：

其中VIN為輸入電壓，tPM.ON為主開關管導通時間，n為變壓器匝比，tL.DIS為電感放電時間。

圖3中，（1）為主開關管的驅動波形，（2）為同步整流管的驅動波形，（3）為FAN6204檢測引腳8的電壓波形，（4）為變壓器原邊電流波形，（5）為變壓器副邊電流波形，（6）為FAN6204內部時序電容CT充放電波形。從圖中可以看出，t1～t2時刻，主開關管導通，CT充電，同時SRMOSFET關斷；t2時刻，主開關管關斷，CT充電完畢，同時SRMOSFET的體二極管導通；t3時刻VLPC下降至0.05VDD，SR MOSFET導通，至t4時刻，CT放電完畢，SR MOSFET關斷，同時SRMOSFET的體二極管導通；t5時刻電感放電完畢，SRMOSFET的體二極管關斷。

圖3　反變換器DCM模式時線性預測時序控制的典型波形

1.3線性預測時序控制的電路實現(xiàn)

線性預測時序控制電路，如圖4所示。通過檢測內部時序電容CT的電壓VCT，來控制控制同步整流管的開啟和關斷。

圖4　簡化的線性預測模塊圖

由等式（1）可以得出電感的放電時間：

定義檢測引腳RES和LPC的分壓電阻之比為K，則有：

在tPM.ON期間，CT的充電電流為iCHR，而在tL.DIS期間，CT的放電電流為iDISCHR，根據(jù)電容的安秒平衡定理，在穩(wěn)態(tài)時，電容電流在一個開關周期內的平均值為零［15］，因此，由內部時序電容CT的電流安秒平衡可以得到式（4）：內部時序電容CT的放電時間為：

當檢測引腳RES和LPC的分壓電阻之比K為5時，內部時序電容CT的放電時間（tCT.DIS）和勵磁電感的放電時間（tL.DIS）相等。然而，考慮到分壓電阻和內部電路的容差，RES和LPC的分壓電阻之比K應大于5，以保證tCT.DIS小于tL.DIS，通常K的取值范圍為5.0～5.5。

反激變換器工作在DCM時，為避免SR MOSFET故障觸發(fā)，對LPC引腳的電壓檢測引入了消隱時間，消隱時間是指 LPC引腳電壓保持高于0.83VLPC-HIGH時所持續(xù)的最短時間，即只有LPC引腳的電壓保持高于VLPC-EN（0.83VLPC-HIGH）的時間比消隱時間長，LPC引腳電壓再降至0.05VDD以下時，SR MOSFET才會導通，否則，SR MOSFET不會導通。因此，需要合理設計同步整流的外圍電路。

根據(jù)FAN6204的數(shù)據(jù)手冊，設計LPC引腳的分壓電路時，R1和R2應考慮如下：

另一方面，考慮到LPC和RES的線性工作范圍（1 V～4 V），則

在本設計中，反激變換器輸入直流電壓的最大

值（VIN.MAX）和最小值（VIN.MIN）分別為18 V和48 V，輸出電壓是4.2 V，變壓器匝比（n）為4。根據(jù)式（6）、式（7）可得：所以選取R2=10 kΩ，R1=81 kΩ。

取檢測引腳LPC和RES間的分壓電阻之比K 為5.32，則RES引腳的分壓電阻之比為：

根據(jù)式（8）、式（11）可以得到RES引腳分壓電阻的比滿足式（12）：

所以選取R3=36 kΩ，R4=56 kΩ。

1.4同步整流芯片供電電路的設計

由于FAN6204芯片的開啟和關斷閾值電壓分別為4.8 V和4.5 V，該充電系統(tǒng)充電時每一路電池端電壓最大值為4.2 V，所以需要一個升壓電路為同步整流芯片供電，但考慮到電路的功耗問題，所以決定采用AAT3110輸出5 V的電壓為其供電。AAT3110是一種微開關電容電壓轉換器，可以提供穩(wěn)定的電壓輸出，無需外部電感器進行操作。其電路圖如圖5所示：

圖5　AAT3110外圍電路圖

2　實驗驗證

2.1LPC引腳波形檢測

由于消隱時間的存在，首先要檢測LPC引腳電壓高于0.83VLPC-HIGH時持續(xù)的時間是否比消隱時間長，通過搭建硬件電路，測得了LPC端的電壓波形，如圖6所示。從圖中可以看出，LPC引腳電壓保持高于0.83VLPC-HIGH時持續(xù)的時間為4μs左右，大于FAN6204的最大消隱時間1.3μs，因此，可以保證SRMOSFET的正常工作。

圖6　LPC引腳電壓波形

2.2同步整流驅動波形

測得的各路同步整流管驅動波形如圖7所示，其中圖7（a）、圖7（b）、圖7（c）分別為3路充電電路的主開關管漏源電壓波形和同步整流管的驅動波形。由于各路反激變換器并行輸出，驅動電壓會被相應的抬高，所以，第2路、第3路驅動波形低電平分別為4 V、9 V，高電平分別為9 V、14 V，但是各路同步整流管的驅動波形，高電平與低電平的壓差均為5 V，因此，可以驅動各充電電路同步整流管工作。從圖7中可以看出，在主開關管關斷時同步整流管開始導通，在進入DCM模式之前同步整流管關斷，符合反激變換器整流管工作時序，因此，各同步整流管可以正常工作。

2.3系統(tǒng)整體效率測試

由于同步整流技術是采用MOSFET代替整流二極管進行整流，而MOSFET的壓降主要由MOSFET的D-S間的導通電阻RDS（ON）來決定，即使在電流較大的情況下，其壓降也很小，這就大大改善了系統(tǒng)的整體效率。

圖7　同步整流管驅動波形

為了驗證應用同步整流電路是否能夠提高系統(tǒng)的整體效率，在主電路參數(shù)相同的情況下，利用MOS管IRFB3507代替肖特基二極管MBR2045進行同步整流，分別對應用同步整流電路前后系統(tǒng)的整體效率進行了測試，其測試結果如表1所示。

表1　應用同步整流電路前、后系統(tǒng)的整體效率

從表1可以看出，應用同步整流電路之后系統(tǒng)的整體效率提高了6%左右。

3　結論

從測試結果來看，在鋰電池組并行充電系統(tǒng)中引入該同步整流方案，可以大大提高系統(tǒng)整體效率，驗證了該同步整流方案的可行性，同時也驗證了同步整流方案在串聯(lián)鋰電池組并行充電系統(tǒng)中的優(yōu)越性和必要性。

［1］ 張雪莉，劉其輝，李建寧，等.儲能技術的發(fā)展及其在電力系統(tǒng)中的應用［J］.電氣應用，2012，31（12）：50-57.

［2］ 應建華，陳建興，唐仙，等.鋰電池充電器中恒流恒壓電路的設計［J］.微電子學，2008，38（3）：445-448.

［3］ 陸定紅，王雅君，張國俊.一種同步整流DC-DC轉換器PWM控制電路設計［J］.微電子學，2014，44（3）：321-324.

［4］ 劉超.基于同步整流的多路輸出反激變換器的研究［D］.西安.西安科技大學通信與信息工程學院，2013.

［5］ 鐘才惠，王德賢，王之純.同步整流技術在低壓大電流電源模塊中的應用［J］.電源技術，2013，37（5）：857-859.

［6］ 顧亦磊，黃貴松，章進法，等.一種新穎的同步整流驅動電路［J］.中國電機工程學報，2005，25（5）：74-78.

［7］ 宋輝淇，林維明.同步整流技術的特點與分析比較［J］.通信電源技術，2006，23（3）：34-37.

［8］ 謝小高，張軍明，錢照明.基于新型同步整流驅動方案的綠色電源［J］.電工技術學報，2007，27（3）：96-101.

［9］ 顧亦磊，黃貴松，章進法，等.一種適用于模塊并聯(lián)的同步整流驅動電路［J］.中國電機工程學報，2005，25（4）：25-29.

［10］曹偉杰，任小永，阮新波.同步整流技術在正激變換器中的應用研究［J］.電力電子技術，2010（3）：39-44.

［11］薛必翠，丁新平，張承慧，等.應用同步整流技術的SEPIC數(shù)字電源設計［J］.電力電子技術，2013，47（4）：87-89.

［12］劉志勇，王志強，梁少毅，等.一種新型自驅動同步整流技術的研究［J］.電力電子技術，2004，38（6）：75-76，79.

［13］丁志剛，汪世平，周華良，等.一種新型外驅動同步整流電路［J］.電力系統(tǒng)自動化，2012，36（3）：97-100.

［14］謝運祥，甘久超.基于同步整流的多路輸出變換器［J］.電力電子技術，2003，37（6）：59-61.

［15］張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計［M］.修訂版.北京：電子工業(yè)出版社，2007：268-271.

劉道民（1988-），男，漢族，河南商丘人，西安科技大學通信與信息工程學院，碩士，研究方向為電路與系統(tǒng)，915175121@ qq.com；

劉健（1967-），男，教授，博士生導師，研究方向為電力系統(tǒng)及電路與系統(tǒng)，chhl@xust.edu.cn。

Synchronous Rectifier Application in ParallelCharging System Design of Series-Connected Lithium-Ion Battery Pack

LIU Daomin*，LIU Jian
（College of Communication&Information Engineering，Xi'an Uniυersity of Science&Technology，Xi'an 710054 China）

In the parallel charging system of the series of lithium battery，due to each flyback converterwork in the output stage of low voltage，high current，the conduction voltage drop of rectifier diode had to be considered for the design of system.To improve the efficiently of the system，from reducing peripheral circuit，reducing cost and improving the stability of circuitas awhole into consideration，the system is improved，a synchronous rectifier circuit of parallel charging system on FAN6204 and AAT310 is designed，each charging circuitare controlled by each synchronous rectifier circuit respectively，and accomplish the corresponding theoretical analysis and experimental verification.The experimental results show that the overall efficiency of the system improved by about 6%after the application ofsynchronous rectifier circuit.

the synchronous rectifier；FAN6204；parallel charging；flyback converter；lithium batteries

TM 912

A

1005-9490（2016）04-0988-05

2015-09-09修改日期：2015-10-07

EEACC:1210；2560C10.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.044