劉秉策，周鳳艷

(中國電子科技集團公司第三十八研究所，合肥 230088)

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一種基于無人機平臺的雙頻段小型化接收機設(shè)計*

劉秉策**，周鳳艷

(中國電子科技集團公司第三十八研究所，合肥 230088)

摘要：針對應(yīng)用于無人機平臺的多頻段多模式小型化接收機需求,給出了一種X/L雙頻段多帶寬小型化接收機設(shè)計方案，采用多芯片微組裝工藝實現(xiàn)。該設(shè)計解決了接收機在不同頻段下窄帶信號和寬帶信號的波形激勵和接收通道硬件共用問題,重點突破了寬帶波形產(chǎn)生和寬帶直接解調(diào)接收等關(guān)鍵技術(shù),相比較傳統(tǒng)的無人機載雷達接收機來說，具有多模式工作、大信號帶寬處理能力和高集成度的特點，能夠滿足寬帶成像和窄帶探測的需求。

關(guān)鍵詞：無人機平臺；小型化接收機；寬帶波形產(chǎn)生；寬帶直接解調(diào)；多芯片微組裝

1引言

現(xiàn)代戰(zhàn)爭是高科技信息化戰(zhàn)爭，對無人機的需求和應(yīng)用范圍與日劇增。受到無人機載機平臺硬件資源條件和體積重量的制約，能夠多模式工作、具有大帶寬信號處理能力的小型化無人機載雷達接收機的設(shè)計和研究工作受到了越來越多的重視。為了適應(yīng)多頻段多模式的無人機載雷達接收機設(shè)計發(fā)展的需求,本文設(shè)計實現(xiàn)了一種X/L雙頻段多帶寬小型化無人機載雷達接收機。首先給出該接收機系統(tǒng)設(shè)計方法及X/L雙頻段波形激勵通道和接收通道的共用硬件解決思路，接著介紹了寬帶波形激勵產(chǎn)生和寬帶直接解調(diào)接收等關(guān)鍵技術(shù)具體實現(xiàn)和相關(guān)的電路設(shè)計，最后介紹了利用多芯片微組裝工藝實現(xiàn)的小型化高集成度接收機實物及其相關(guān)的測試達到指標(biāo)。據(jù)筆者所知，目前大部分的無人機載雷達接收機設(shè)計的相關(guān)報道集中于單一頻段和固定帶寬[1-2]，而類似本文設(shè)計的相關(guān)報道國內(nèi)尚未見文獻公開發(fā)表。目前，根據(jù)外場的聯(lián)試結(jié)果來看，該設(shè)計在無人機載平臺上應(yīng)用的條件已經(jīng)成熟。

2系統(tǒng)設(shè)計

X/L雙頻段接收機的結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。系統(tǒng)主要包含以下幾個部分： 波形激勵通道、接收通道、頻率源、A/D等。波形激勵通道主要是產(chǎn)生寬帶/窄帶線性調(diào)頻信號,為雷達成像、探測提供高質(zhì)量的波形。接收通道主要是完成來自雙頻段天線的X頻段頻帶內(nèi)瞬時帶寬100 MHz/200 MHz/500 MHz/1 000 MHz和L頻段頻帶內(nèi)瞬時帶寬100 MHz/200 MHz回波處理。波形輸出利用激勵開關(guān)分時切換到X/L頻段發(fā)射激勵通道；X頻段發(fā)射激勵通道采用數(shù)字直讀、結(jié)合二倍頻及上變頻，實現(xiàn)最高1 000 MHz帶寬的X頻段寬帶線性調(diào)頻激勵信號產(chǎn)生；L頻段發(fā)射激勵通道采用數(shù)字直讀實現(xiàn)L頻段寬帶線性調(diào)頻激勵信號產(chǎn)生；綜合考慮到可實現(xiàn)性和接收機性能指標(biāo)，L和X頻段接收通道分別采用二次變頻和一次變頻的方式統(tǒng)一搬移到固定S頻段高中頻，X/L兩個頻段分時共用正交解調(diào)模塊和數(shù)字采集模塊。采用開關(guān)濾波組件進行頻率和帶寬選擇后進行寬帶直接解調(diào)，實現(xiàn)了射頻開關(guān)濾波、射頻信號I/Q基帶解調(diào)共用。該接收系統(tǒng)的主要特點是寬帶成像數(shù)據(jù)通道及窄帶探測通道并存復(fù)用,高穩(wěn)定的頻率源和寬帶激勵信號產(chǎn)生。

圖1　X/L雙頻段接收機組成示意圖

2.1接收通道靈敏度和動態(tài)設(shè)計

按照傳統(tǒng)的經(jīng)典定義，對接收機而言，雷達能夠檢測到的最小信號能量是在信號帶寬內(nèi)，常溫下等效到接收機輸入端的白噪聲功率電平Smin(此時，接收機輸出端的信噪比為1)，其值為

Smin=-114+10lg(BW)+NF。

(1)

式中：BW為信號帶寬；NF為接收機的噪聲系數(shù)。級聯(lián)后的系統(tǒng)噪聲系數(shù)的公式為[3]

(2)

式中：NF1和G1為前級低噪放的噪聲系數(shù)和增益;NFi和Gi為后第i級鏈路的影響。 按系統(tǒng)要求取X頻段通道的噪聲系數(shù)為7 dB和L頻段通道的噪聲系數(shù)為6 dB，L、X頻段通道總動態(tài)要求60 dB，其中滿足瞬時動態(tài)大于40 dB，計算出對于X頻段接收通道不同處理帶寬：

(1)當(dāng)系統(tǒng)NF取7.0 dB、帶寬為1 000 MHz時，算得Smin=-77 dBm；

(2)當(dāng)系統(tǒng)NF取7.0 dB、帶寬為100 MHz時，算得Smin=-87 dBm；

對于L頻段接收通道不同處理帶寬：

(1)當(dāng)系統(tǒng)NF取6.0 dB、帶寬為200 MHz時，算得Smin=-85 dBm；

(2)當(dāng)系統(tǒng)NF取6.0 dB、帶寬為100 MHz時，算得Smin=-88 dBm。

由于系統(tǒng)采用10位A/D轉(zhuǎn)換器，在實際使用中按-3 dBm考慮其最大輸入功率(50 Ω負(fù)載)：

(1)X頻段接收通道總增益為G=-3 dBm-(-77 dBm+40 dB)+1=35 dB(最大帶寬增益)；

(2)X頻段接收通道總增益為G=-3 dBm-(-87 dBm+40 dB)+1=45 dB(最小帶寬增益)；

(3)L頻段接收通道總增益為G=-3 dBm-(-85 dBm+40 dB)+1=46 dB(最大帶寬增益)；

(4)L頻段接收通道總增益為G=-3 dBm-(-88 dBm+40 dB)+1=49 dB(最小帶寬增益)。

鏈路設(shè)計要考慮不同帶寬切換對系統(tǒng)靈敏度和動態(tài)帶來的影響，從上面計算可知最大工作帶寬和最小工作帶寬下X頻段鏈路增益相差10 dB,L頻段相差3 dB。鏈路增益設(shè)計時取最小帶寬增益，當(dāng)切換到大帶寬時，使用鏈路內(nèi)的數(shù)控衰減器對增益進行衰減避免鏈路進入飽和狀態(tài)。放大鏈路設(shè)計時，用來進行增益補償?shù)臄?shù)控衰減器前的放大器要選擇具有合適的P-1值，同時考慮到鏈路切換到大帶寬時通道增益降低帶來的噪聲系數(shù)影響，要合理配置前級低噪放增益。

綜合上述考慮，將接收鏈路切分成兩部分，X、L頻段收發(fā)前端單元內(nèi)分別設(shè)計接收鏈路增益為25 dB和26 dB，噪聲系數(shù)分別為3 dB和2.5 dB,內(nèi)置20 dB AGC進行瞬時動態(tài)的擴展，接收混頻通道部設(shè)計增益分別為X頻段20 dB和L頻段23 dB。該增益內(nèi)置15.5 dB，步進0.5 dB數(shù)控衰減器補償寬窄帶切換帶來的增益變化。由于前級增益較高，通過式(2)計算可知，帶寬切換帶來的增益變化對系統(tǒng)的噪聲變化影響很小。

2.2接收通道與A/D接口設(shè)計

A/D變換器是影響接收機性能的重要因素之一，在鏈路設(shè)計時必須仔細(xì)考慮。A/D變換器的有效分辨率制約著接收機的動態(tài)范圍，而量化噪聲影響接收機的靈敏度。通常將A/D變換器看成是一個附加噪聲源，通過計算出接收機與A/D變換器的組合噪聲系數(shù)，根據(jù)組合噪聲系數(shù)的變化來衡量A/D量化噪聲對靈敏度的影響。由經(jīng)典的噪聲系數(shù)定義，可推導(dǎo)出系統(tǒng)組合噪聲系數(shù)FS為[3]

(3)

取對數(shù)形式，則有

NFS=NF+10lg(M+1)-10lgM。

式中：M為接收機的輸出噪聲功率與A/D變換器的量化噪聲功率的比值；F、NF為接收機自身的噪聲系數(shù)。由上述公式可知，M值越大，A/D的量化噪聲對接收機與A/D組合后的總噪聲系數(shù)的影響就越小。接收通道至A/D接口的噪聲功率為Smin=-77 dBm+45 dB(取最小帶寬增益)=-32 dBm(X頻段)；Smin= -88 dBm+49 dB(取最小帶寬增益)=-39 dBm(L頻段)。

此時估算接收系統(tǒng)的總噪聲系數(shù)(包括A/D)如下：對于寬帶支路，根據(jù)系統(tǒng)要求和目前高速ADC的器件水平，本方案中選取A/D變換器為EV10AQ190(10位)，滿刻度輸入信號電平是500 mVp-p，因此，A/D的量化分層電平是：Q=500/210≈0.49 mV，換算成50 Ω下的功率電平為-62 dBm，考慮A/D器件在實際應(yīng)用中的水平和實測結(jié)果，取A/D噪底為-55 dBm計算，信號的噪聲系數(shù)惡化為10lgM=-39-(-55)=14 dB,M=25。

由式(3)可得

NFS=NF+10lg(M+1)-10lgM=NF+0.15 dB。

因此，A/D量化噪聲較小，對系統(tǒng)影響很小。雙頻段接收通道實現(xiàn)框圖如圖2所示。

圖2　雙頻段接收通道實現(xiàn)框圖

2.3寬帶直接解調(diào)設(shè)計

數(shù)字中頻直接采樣、數(shù)字濾波器分離I、Q信號是實現(xiàn)正交解調(diào)的一種極具吸引力的方法之一。由于本系統(tǒng)最大瞬時帶寬達到1 000 MHz，直接S頻段中頻數(shù)字化要滿足系統(tǒng)性能指標(biāo)存在較大的難度和風(fēng)險。直接解調(diào)方式可將回波信號搬移到基區(qū)，處理帶寬降低一半，并保留了信號幅度和相位信息，同時解決單個相位檢波器存在的盲相和無法識別目標(biāo)多普勒速度方向，因此在現(xiàn)代雷達中已被廣泛采用。本案中采用直接解調(diào)的方式將回波信號搬移到基區(qū)，降低帶寬再做數(shù)字I/Q。

直接解調(diào)器基本工作原理是輸入信號經(jīng)0°功分器分別與經(jīng)90°功分器的兩路相干本振信號進行相位檢波，并進行低通濾波和放大，抑制泄漏和交調(diào)的高頻分量。產(chǎn)生兩路互為正交的零中頻信號，即同相I信號和正交Q信號。由于功分網(wǎng)絡(luò)移相精度的限制和電路的不對稱性，特別是濾波器的幅相不一致性，將造成I、Q信號的幅相不平衡，影響雷達系統(tǒng)性能。工程實現(xiàn)時，大相對帶寬直接正交解調(diào)往往更難以實現(xiàn)，為了解決上述弊端，解調(diào)器選擇在高中頻S頻段實現(xiàn),降低了相對帶寬,減少了實現(xiàn)的難度。具體實現(xiàn)上采用了高性能集成寬帶解調(diào)器芯片(芯片內(nèi)部集成了功分移相網(wǎng)絡(luò))并結(jié)合具有高幅相一致性開關(guān)匹配低通濾波器組實現(xiàn)寬帶I、Q處理。

為了滿足后級數(shù)字采樣的動態(tài)需求，該寬帶正交解調(diào)器需有較大的動態(tài)范圍，基帶也必須采用具有大信號輸出能力的寬帶運算放大器。前期實驗表明，寬帶運算放大器工作在高增益下帶寬內(nèi)的增益平坦度將惡化顯著，在設(shè)計時要使用若干級低增益寬帶運算放大器級聯(lián)方式以實現(xiàn)帶內(nèi)平坦度要求。需注意的是，對于寬帶正交解調(diào)器,I/Q 解調(diào)器與AD之間的連接電纜的不一致性會產(chǎn)生較大的相位誤差,需嚴(yán)格配對。

2.4波形激勵通道設(shè)計

系統(tǒng)的工作帶寬為X頻段頻帶內(nèi)100 MHz/200 MHz/500 MHz/1 000 MHz和L頻段頻帶內(nèi)瞬時帶寬100 MHz/200 MHz，可同時完成探測與成像功能。對波形產(chǎn)生和發(fā)射激勵通道來說，窄帶工作與寬帶工作可統(tǒng)一設(shè)計。工作在L頻段時，采用DDS直讀產(chǎn)生需要的信號頻率和帶寬；工作在X頻段時，窄帶和寬帶共用通道，將DDS直讀產(chǎn)生的L頻段的信號通過倍頻再上變頻的方式產(chǎn)生不同帶寬的X頻段激勵信號?；贒DS的波形產(chǎn)生方法可以直接使用具有DDS功能的ASIC芯片或基于FPGA+DAC的方式來實現(xiàn)，該方法可以通過事先測量激勵通道的失真來進行波形的預(yù)失真補償(但不能實時補償由于溫度等變化造成的失真)來獲得較好的波形輸出，可以實現(xiàn)成像雷達需要的任意波形的實時產(chǎn)生。常規(guī)DDS功能框圖如圖3所示，包括頻率調(diào)制、相位累加和調(diào)制、相位幅度轉(zhuǎn)換、逆SINC補償、幅度調(diào)制等幾個部分。

圖3　 DDS原理功能框圖

由于系統(tǒng)設(shè)計的最寬工作波形要求達到X頻段1 000 MHz，考慮實現(xiàn)難度和性能指標(biāo)，采用直接輸出L頻段、帶寬500 MHz的中頻信號，再通過模擬二倍頻的方式獲得1 000 MHz的寬帶信號再上變頻到X頻段。激勵通道設(shè)計的框圖如圖4所示。

圖4　寬帶上變頻實現(xiàn)框圖

通?；祛l會產(chǎn)生較多的非線性產(chǎn)物，再次倍頻會導(dǎo)致輸出激勵信號雜散的急劇惡化。因此，激勵鏈路設(shè)計時采用先二倍頻再上變混頻的方式，盡可能減少雜散對激勵信號的影響。由于倍頻器對輸入信號的功率電平和諧波敏感，要達到較好帶內(nèi)平坦度和諧波抑制效果要優(yōu)化倍頻器前放大鏈路設(shè)計，設(shè)定合適的輸入功率電平，同時在倍頻器前要采用低通濾波器的設(shè)計，消除前級放大器自身諧波對倍頻器的影響。

2.5頻率合成器設(shè)計

頻率合成器是電子設(shè)備中極為重要的組成部分，對于高頻跳頻本振源來說，直接合成體積過于龐大，不適合無人機載平臺。為了減少體積和重量，采取樣鎖相的方法實現(xiàn)。如圖5所示，將100 MHz晶振通過倍頻和取樣鎖相直接產(chǎn)生多個高頻本振信號，通過對本振信號和時鐘信號指標(biāo)的分析，通過選取適合的濾波器和合理的印制板電路布局，能夠確保雜散抑制優(yōu)于60 dBc。

圖5　頻率源實現(xiàn)框圖

針對相位噪聲指標(biāo)要求，選用適合的晶體振蕩器,其相噪指標(biāo)典型值為Lφi[4]：

由于工作于機載平臺要考慮隨機振動對相噪的影響。在隨機振動條件下,晶振相位噪聲幾乎與其靜態(tài)相位噪聲無關(guān),其相噪的功率譜密度分布如式(4)所示[4]：

(4)

式中:G(f)(g2/Hz)為晶體振蕩器感受到的振動功率譜密度；S為晶振加速度靈敏度；f0為晶振的靜態(tài)頻率；fa為隨機振動譜頻率下限;fb為隨機振動譜頻率上限；f為振動頻率。

在系統(tǒng)規(guī)定的振動條件下，100 MHz的晶體振蕩器在1 kHz處的相位噪聲約為-120 dBc/Hz,較靜態(tài)惡化約30 dB。通過以上分析可知振動對源的影響十分嚴(yán)重。由式(4)看出可以通過降低G(f)來提高振動條件下晶振的相噪。機載雷達頻率合成器設(shè)計重點之一是降低等效的G(f)，以往成熟機載產(chǎn)品的工程應(yīng)用中往往通過加多級減振器來實現(xiàn)。由于受限于平臺體積，系統(tǒng)設(shè)計內(nèi)部空間小，對體積有很嚴(yán)格的要求，無法完全借用該經(jīng)驗來實現(xiàn)減振。因此，針對無人機載平臺的特殊性,本文將本振源采用一體化設(shè)計和雙重隔振直接設(shè)計為一個可更換單元,并結(jié)合多種輔助抗振措施。

首先,電路設(shè)計上考慮采用抗振晶振。目前國內(nèi)恒溫低相噪抗振晶振，振動條件下，1 kHz處相位噪聲較靜態(tài)惡化在10 dB以內(nèi)，相對于常規(guī)的非抗振晶振，惡化情況大為好轉(zhuǎn)[2]。元器件采用SMT安裝,最大限度采用印制導(dǎo)線和印制電感。其次,在結(jié)構(gòu)設(shè)計上，采用在蓋板與盒體之間安置彈性屏蔽條(具有屏蔽抗振雙重效果)、螺釘固定處加螺紋劑等,保證一體化單元內(nèi)部共振頻率遠(yuǎn)高于振動頻率上限，消除載機隨機振動譜寬內(nèi)的局部共振點。在接插件和安裝孔的地方進行局部加固、增加鋼絲鏍套。通過上述措施，能夠較好地解決載機平臺的寬頻隨機振動和有效載荷有限等問題。其振動環(huán)境下的相位噪聲較無隔振設(shè)計有較大改善,相噪惡化能夠控制在3 dB內(nèi),頻率穩(wěn)定度接近10-11/ms。

3接收機小型化設(shè)計

以前針對單元電路的集成如微波放大器、濾波器、開關(guān)、混頻器等難以滿足機載平臺對接收機小型化、集成化的要求，在本文的設(shè)計中通過采用單片GaAs集成電路、MEMS濾波器和微型封裝的表面貼裝器件，利用先進的多芯片微組裝技術(shù)和封裝工藝組裝技術(shù)將X、L 兩個頻段的接收鏈路和激勵鏈路分別進行集成設(shè)計，通過仿真優(yōu)化設(shè)計解決了組件鏈路電路的電性能及空間分配、電磁兼容、散熱等方面的問題。

電路集成設(shè)計時由于芯片密度大、通道增益高、大小信號之間、高頻與低頻信號之間極易產(chǎn)生相互干擾，所以組件采用雙面腔體設(shè)計方式，在電路設(shè)計中將低噪聲放大器的饋電與后面電路相互隔離，在各個放大器的饋電口添加濾波電路避免微波信號順著供電回路相互干擾。同時合理布局，將大信號與小信號分開，盡量離得遠(yuǎn)些，高頻與低頻信號用地隔開，合理地設(shè)計腔體高度和器件排布避免自激振蕩發(fā)生。放大器與濾波器、放大器與放大器之間避免直接級聯(lián)，中間串接3 dB電阻衰減網(wǎng)絡(luò)芯片改善駐波牽引現(xiàn)象，優(yōu)化帶內(nèi)平坦度。圖6分別是X/L接收通道和激勵通道實物圖,每個組件包含X、L兩個頻段通道，其中接收通道體積為110 mm×78 mm×20 mm，激勵通道體積為67 mm×79 mm×20 mm。相比于傳統(tǒng)的分立器件設(shè)計體積大大縮小[1-2]。

圖6　采用多芯片微組裝工藝設(shè)計的X/L

4測試結(jié)果

根據(jù)無人機載平臺環(huán)控條件，工作溫度-40℃ ～50℃內(nèi)以10℃為步進，使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀和頻譜儀進行接收機指標(biāo)測試，給出了所設(shè)計的雙頻段多帶寬小型化無人機載雷達接收機達到的主要技術(shù)指標(biāo)。

(1)接收

鏡像抑制度：≥50 dB;

通道內(nèi)I/Q不平衡度：幅度±1 dB，相位 ±5°；

增益:≥23 dB(X頻段),≥25 dB(L頻段);

帶內(nèi)起伏:≤2.5 dB@(X頻段1 000 MHz帶寬),≤1.5 dB@(L頻段200 MHz帶寬)。

(2)激勵

輸出功率：≥13 dBm(@輸入波形-15 dBm)；

激勵通道相位非線性優(yōu)于15°;

帶內(nèi)起伏：≤2 dB@(X頻段1 000 MHz帶寬),≤1 dB@(L頻段200 MHz帶寬)。

根據(jù)外場系統(tǒng)聯(lián)試和檢飛的結(jié)果來看該接收機能夠滿足總體寬帶成像和窄帶探測的需要。

5結(jié)束語

本文介紹了一種X/L雙頻段多帶寬小型化接收機設(shè)計方案，給出了較詳細(xì)的系統(tǒng)設(shè)計思路和具體實現(xiàn)方式以及達到的技術(shù)指標(biāo)。相比于傳統(tǒng)的單一頻段和固定帶寬無人機載雷達接收機來說，設(shè)計實現(xiàn)的X/L雙頻段多帶寬小型化接收機具有多模工作、大帶寬處理能力和高集成的特點，能夠較好地適應(yīng)未來無人機載平臺對多模小型化接收機的需求。本文設(shè)計具有一定的工程實用價值，對后續(xù)無人機載多頻段多模式雷達接收機的設(shè)計有著借鑒意義。下一步的工作將進一步擴展多模小型化無人機載雷達接收機工作頻率，實現(xiàn)P、L、X和Ku頻段無人機常用工作頻段全融合設(shè)計。

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Design of a Miniaturized Dual-band Receiver for UAV Platform

LIU Bingce,ZHOU Fengyan

(The 38th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation(CETC),Hefei 230088,China )

Abstract：In order to meet the requirements of application on unmanned aerial vehicle(UAV) platform,a miniaturized design method for X/L dual-band and multiple bandwidths receiver using multi chip micro assembly process is described in this paper.The design scheme and realization method are introduced in detail.The key technologies such as the X / L dual band multi-bandwidth waveform excitation and receiving channel hardware sharing problem are solved,and the broadband waveform excitation and broadband direct demodulation technology is broken through.Compared with the conventional unmanned airborne radar receiver,this receiver has a multi-mode work function,a larger bandwidth processing ability and high integration level,which can satisfy the requirements of UAV-borne radar broadband imaging and narrowband detection.

Key words：UAV platform;miniaturized receiver;wideband waveform driver;wideband direct quadrature demodulation;multi-chip micro-assembly

doi:10.3969/j.issn.1001-893x.2016.06.006

收稿日期：2016-02-24；修回日期：2016-05-17Received date:2016-02-24；Revised date：2016-05-17

通信作者：liubingce@126.comCorresponding author：liubingce@126.com

中圖分類號：TN821;TN927

文獻標(biāo)志碼：A

文章編號：1001-893X(2016)06-0629-06

作者簡介：

劉秉策(1981—)，男，安徽合肥人，2011年于中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)獲工學(xué)博士學(xué)位，現(xiàn)為高級工程師，主要研究方向為雷達接收機、微波組件和射頻電路設(shè)計；

LIU Bingce was born in Hefei,Anhui Province,in 1981.He received the Ph.D. degree from University of Science and Technology of China in 2011.He is now a senior engineer.His research concerns radar receiver,microwave components and RF circuit design.

Email:liubingce@126.com

周鳳艷(1962—)，女，貴州都勻人，現(xiàn)為研究員，主要從事雷達接收系統(tǒng)及微波電路的研制工作。

ZHOU Fengyan was born in Duyun,Guizhou Province,in 1962.She is now is now a senior engineer of professor.Her research concerns radar receiving system and microwave circuit.

引用格式：劉秉策，周鳳艷.一種基于無人機平臺的雙頻段小型化接收機設(shè)計[J].電訊技術(shù)，2016,56(6):629-634.[LIU Bingce,ZHOU Fengyan.Design of a miniaturized dual-band receiver for UAV platform[J].Telecommunication Engineering,2016,56(6):629-634.]