顧欣，李珂，張承慧，劉旭東（山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院，山東濟(jì)南250061）

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電機(jī)大范圍調(diào)速的綜合電壓調(diào)制策略

顧欣，李珂，張承慧，劉旭東
（山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院，山東濟(jì)南250061）

摘要：針對(duì)電動(dòng)汽車要求驅(qū)動(dòng)電機(jī)具有大范圍調(diào)速要求和目前任何單種基本調(diào)制方式都無(wú)法做到全調(diào)制比范圍內(nèi)性能最優(yōu)的問(wèn)題，提出了一種綜合的調(diào)制策略：在低調(diào)制比階段使用傳統(tǒng)的SVPWM策略，在高調(diào)制比階段使用DPWM策略，并提出一種基于零矢量分配的過(guò)渡策略，使得兩種調(diào)制方式可以平滑的過(guò)渡。這種方法使得電壓波形質(zhì)量，開關(guān)損耗以及電壓線性范圍得到優(yōu)化。最后，搭建了基于Simulink的仿真模型，結(jié)果表明提出的方法可提高大范圍調(diào)速電機(jī)的運(yùn)行效率，為系統(tǒng)的高效運(yùn)行提供了有效途徑。

關(guān)鍵詞：不連續(xù)PWM；脈寬調(diào)制；開關(guān)損耗；諧波

電動(dòng)汽車等系統(tǒng)要求電機(jī)具有較寬的調(diào)速范圍以滿足高速行駛的要求，因此對(duì)寬調(diào)制比范圍的電壓調(diào)制策略研究至關(guān)重要。在傳統(tǒng)的電壓調(diào)制策略中，SPWM電壓調(diào)制策略具有良好的線性性能，但直流電壓利用率過(guò)低；SVPWM電壓調(diào)制策略雖然可以達(dá)到很好的綜合性能，但無(wú)法達(dá)到整個(gè)調(diào)制比范圍內(nèi)的最優(yōu)。此外，在有額外要求（如降低開關(guān)損耗；降低直流母線電壓波動(dòng)）的應(yīng)用場(chǎng)合下，需要使用新的電壓調(diào)制方法。

為了改進(jìn)已有的調(diào)制方式，零序電壓注入法在電壓調(diào)制中得到廣泛應(yīng)用，以此為基礎(chǔ)，文獻(xiàn)［1-3］提出的3次諧波注入法在星形連接的三相系統(tǒng)中得到廣泛的應(yīng)用。此時(shí)輸出相電壓中也含3次諧波，但三相的3次諧波相位相同。合成線電壓時(shí)，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。這類方法相對(duì)于SVPWM，在一定調(diào)制比區(qū)間內(nèi)具有波形優(yōu)勢(shì)。

同樣基于零序電壓注入法，一系列不連續(xù)PWM（DPWM）方法被提出。這類方法在保持SVPWM高直流電壓利用率的同時(shí)，被注入的零序分量使調(diào)制波在三分之一基波周期內(nèi)達(dá)到飽和，從而使得三相逆變器每個(gè)橋臂在每個(gè)基波周期內(nèi)有三分之一的時(shí)間不發(fā)生調(diào)制，有效地減小了開關(guān)損耗。與此同時(shí)，DPWM保留了SVPWM的高調(diào)制比范圍的特點(diǎn)，使其獲得廣泛應(yīng)用?；A(chǔ)的DPWM方法按照120°不調(diào)制區(qū)域的構(gòu)成，主要有6種：

1）DPWMMIN和DPWMMAX：這2種DPWM方法有1個(gè)120°不調(diào)制區(qū)域［4］。

2）DPWM0，DPWM1［5］和DPWM2［6］：這3種DPWM方法有2個(gè)60°不調(diào)制區(qū)域

3）DPWM3：這一種DPWM方法有4個(gè)30°不調(diào)制區(qū)域［7］。

為了使得不調(diào)制的120°區(qū)間的位置得到優(yōu)化，一系列改進(jìn)的DPWM方法被提出。文獻(xiàn)［8］提出GDPWM方法，用相移角φ統(tǒng)一了DPWM0，DPWM1和DPWM2，此外不調(diào)制區(qū)域可以根據(jù)系統(tǒng)功率因數(shù)的不同而發(fā)生相移，可以有效減小開關(guān)損耗。該方法需要檢測(cè)功率因數(shù)角，扇區(qū)的判斷實(shí)時(shí)改變，很大的增加了電壓調(diào)制算法的復(fù)雜度。文獻(xiàn)［9］提出了簡(jiǎn)化的GDPWM算法，但對(duì)電機(jī)等功率因數(shù)變化不大的負(fù)載，該方法較傳統(tǒng)方法，優(yōu)化效果不明顯。且只有在高調(diào)制比區(qū)域，這類DPWM方法相對(duì)于連續(xù)PWM，才具有波形質(zhì)量上的優(yōu)勢(shì)。

鑒于電動(dòng)汽車等要求驅(qū)動(dòng)電機(jī)大范圍調(diào)速，以及目前任何單種基本調(diào)制方式都在某一調(diào)制比區(qū)間內(nèi)才具有波形質(zhì)量的優(yōu)勢(shì)［10］，本文提出一種綜合的調(diào)制策略，在低調(diào)制比階段使用傳統(tǒng)的SVPWM策略，在高調(diào)制比階段，使用DPWM2策略，以減小開關(guān)損耗，并得到較高的波形質(zhì)量。本文還提出一種基于零矢量分配的過(guò)渡策略，以平滑過(guò)渡兩種調(diào)制方法。仿真以及相應(yīng)的波形分析證明了該方法的有效性。

1　綜合電壓調(diào)制策略

1.1基于線電壓的零序分量注入法

逆變器供電的負(fù)載通常為中性點(diǎn)（N點(diǎn)）隔離的三相對(duì)稱負(fù)載，只要逆變器輸出線電壓uUV，uVW，uWU為正弦，則負(fù)載上的三相相電壓也為正弦，并不要求uUN′，uVN′，uWN′為正弦。因此，三相調(diào)制波可以在三相對(duì)稱正弦波的基礎(chǔ)上疊加1個(gè)零序分量，即令

式中：up為任意函數(shù)。

上述控制方式是以輸出線電壓為控制目標(biāo)，稱為線電壓控制方式。線電壓控制方式中，直接控制手段仍是對(duì)相電壓進(jìn)行控制，但控制目標(biāo)卻是線電壓。采用不同的up，從而得到不同的調(diào)制波，即有多種PWM方法，性能也各不相同。

1.2DPWM2

DPWM2的120°不調(diào)制區(qū)域分別屬于2個(gè)60°區(qū)域，分別滯后線電壓2個(gè)峰值30°（功率因數(shù)為滯后的0.866）。因?yàn)殡姍C(jī)屬于感性負(fù)載，電流滯后電壓一定相位，使用DPWM2，可以近似的使得開關(guān)不動(dòng)作的時(shí)刻位于電流峰值（在仿真波形分析中，這點(diǎn)會(huì)得到詳細(xì)說(shuō)明），且相對(duì)于GDPWM，計(jì)算大大簡(jiǎn)化。

對(duì)于DPWM2，將調(diào)制波與載波歸一化后，被注入的零序分量up在1個(gè)周期內(nèi)的表達(dá)式為

零序分量與疊加零序分量后的調(diào)制波波形如圖1所示。

圖1　零序分量與疊加零序分量后的調(diào)制波Fig.1 Zero-sequence component and modulating waves superimposed with zero sequence component

可以看出，每個(gè)周期中，線電壓峰值后的2個(gè)60°區(qū)域，逆變器橋臂分別鉗位在上下橋臂，有效地減小了開關(guān)損耗。

在波形質(zhì)量上，在開關(guān)次數(shù)相同的情況下比較，如圖2所示。低調(diào)制比區(qū)域連續(xù)PWM波形質(zhì)量更好，而在高調(diào)制比區(qū)域，不連續(xù)PWM波形質(zhì)量更好。由圖2可知，DPWM2在高調(diào)制比區(qū)域，波形質(zhì)量明顯好于傳統(tǒng)SVPWM［8］。圖2中，1 為SPWM；2為SVPWM；3為THIPWM1/6；4為THIPWM1/4；5為DPWM2，DPWMMAX，DPWMMIN，DPWM0；6為DPWM1；7為DPWM3。

圖2　不同調(diào)制方法下線性調(diào)制區(qū)的諧波畸變因數(shù)Fig.2 HDF curves in the linear modulation range under different modulation methods

基于載波的PWM與空間矢量PWM具有統(tǒng)一性，圖3為DPWM2的空間矢量表示。

圖3　DPWM2的空間矢量表示Fig.3 Space vector explanation of DPWM2

1.3綜合電壓調(diào)制策略

鑒于電動(dòng)汽車等要求驅(qū)動(dòng)電機(jī)具有大范圍調(diào)速要求，以及目前任何單種基本調(diào)制方式都在某一調(diào)制比區(qū)間內(nèi)才具有波形質(zhì)量的優(yōu)勢(shì)。該綜合電壓調(diào)制策略在低調(diào)制比區(qū)域仍使用u0矢量和u7矢量均勻分配的SVPWM，在高調(diào)制比區(qū)域使用DPWM2，以減小開關(guān)損耗并提高波形質(zhì)量。

在調(diào)制方法的過(guò)渡上，Mi為調(diào)制比，k =（Mi-0.6）×5+0.5，零矢量作用時(shí)間為T0，矢量區(qū)域劃分同SVPWM，按表1進(jìn)行電壓調(diào)制。

表1　綜合電壓調(diào)制策略Tab.1 Integrated voltage modulation strategy

以1區(qū)為例，圖4顯示了u0與u7隨調(diào)制比的變化，則按照表1所示的調(diào)制方法，可以做到兩種調(diào)制方法的線性過(guò)渡。

圖4　1區(qū)中u0與u7隨調(diào)制比變化Fig.4　The u0and u7curves vary with the modulation ratio in 1 sector

2　仿真分析

按照表1所示的綜合電壓調(diào)制策略搭建Matlab/Simulink電壓調(diào)制模型驅(qū)動(dòng)永磁同步電機(jī)，使電機(jī)運(yùn)行在高速弱磁區(qū)域，和傳統(tǒng)的SVPWM方法在高速區(qū)進(jìn)行對(duì)比。

圖5　綜合電壓調(diào)制方法下的轉(zhuǎn)速、相電壓與相電流Fig.5 Speed，phase-voltage and phase-current in integrated voltage modulation strategy

電機(jī)采用星型連接，從0 s開始啟動(dòng)，分別使用表1所示的綜合電壓調(diào)制策略和傳統(tǒng)SVPWM策略。綜合電壓調(diào)制策略采用單極性等腰三角形載波，載波頻率20 kHz，為使得兩者開關(guān)次數(shù)相同，傳統(tǒng)SVPWM采用載波頻率為13.33 kHz。圖5為綜合電壓調(diào)制策略下轉(zhuǎn)速，0.5～0.53 s相電流與相電壓（相對(duì)直流中性點(diǎn)）波形；圖6為傳統(tǒng)SVPWM下轉(zhuǎn)速，0.5～0.53 s相電流與相電壓（相對(duì)直流中性點(diǎn)）波形。可以看出，兩者轉(zhuǎn)速響應(yīng)幾乎一致（兩者的直流電壓利用率相同）但和傳統(tǒng)SVPWM開關(guān)時(shí)刻均勻分布相比，綜合電壓調(diào)制策略下開關(guān)時(shí)刻集中在電流較小的時(shí)刻，在電流的峰值時(shí)刻，逆變器橋臂分別鉗位于上下橋臂，有效地減小開關(guān)損耗［11］。

圖6　SVPWM調(diào)制方法下的轉(zhuǎn)速、相電壓與相電流Fig.6 Speed，phase-voltage and phasecurrent in SVPWM method

表2為采用Powergui對(duì)兩種方法在電機(jī)弱磁區(qū)運(yùn)行時(shí)，電壓和電流的諧波分析?？梢钥闯霾捎帽疚奶岢龅木C合電壓調(diào)制策略，相電壓的總諧波畸變率（THD）為58.18%，電流的總諧波畸變率為1.93%，在高調(diào)制比的電機(jī)弱磁調(diào)速區(qū)，波形質(zhì)量明顯好于傳統(tǒng)SVPWM。

表2　兩種方法下的相電壓與相電流總諧波畸變率Tab.2 Total harmonic distortion（THD）of phase-voltage and phase-current under two methods

3　結(jié)論

本文針對(duì)電機(jī)調(diào)速等大調(diào)制比范圍運(yùn)行的應(yīng)用場(chǎng)合，以及目前任何單種基本調(diào)制方式都只在某一調(diào)制比區(qū)間內(nèi)才具有波形質(zhì)量的優(yōu)勢(shì)的情況。提出了一種綜合電壓調(diào)制策略，該方法采用線性過(guò)渡的辦法，綜合了SVPWM和DPWM2兩種調(diào)制方法的優(yōu)點(diǎn)，在高調(diào)制比區(qū)域有效地減小了開關(guān)損耗，提高了波形質(zhì)量。通過(guò)建立Simulink仿真模型驗(yàn)證了該方法的有效性，為系統(tǒng)的高效運(yùn)行提供了有效途徑。

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修改稿日期：2015-12-11

Integrated Voltage Modulation Strategy for Motors to Operate in a Wider Speed Range

GU Xin，LI Ke，ZHANG Chenghui，LIU Xudong
（School of Control Science and Engineering，Shandong University，Jinan 250061，Shandong，China）

Abstract：Aimed at the problem that electric vehicles require driving motor to operate in a wide range of speed and no modulator has an overall superior performance，an integrated voltage modulation strategy was propsed，which utilized the conventional SVPWM method in the low modulation range and the DPWM method in the high modulation range. A switching strategy based on zero-vector for two kinds of modulation methods to switch smoothly was also proposed. As a result，the voltage waveform quality，switching losses，voltage linearity range were optimized. Finally，the simulation was set up to demonstrate the superiority of this method，providing an effective way for the efficient operation of the system.

Key words：discontinuous PWM；pulse width modulation；switching losses；harmonics

中圖分類號(hào)：TM341

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A

基金項(xiàng)目：國(guó)家重點(diǎn)基礎(chǔ)研究發(fā)展計(jì)劃（973計(jì)劃）（2013CB035600）；國(guó)家自然科學(xué)基金重大國(guó)際（地區(qū)）合作研究項(xiàng)目（61320106011）；國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51277116）

作者簡(jiǎn)介：顧欣（1989-），男，碩士研究生，Email：guxinshow@qq.com

收稿日期：2015-09-09