宋　崢　王世山

(南京航空航天大學江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室　南京　210016)

?

EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)最佳工作狀態(tài)設(shè)計及其平面化實現(xiàn)

宋崢王世山

(南京航空航天大學江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室南京210016)

摘要EMI濾波器是抑制傳導干擾的重要手段之一，受噪聲源、負載阻抗影響，其工作性能往往不佳。為了改善這些不利影響，提出了一種帶有阻抗失配網(wǎng)絡(luò)的EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計方法，其可根據(jù)噪聲源及負載阻抗的大小，將阻抗失配網(wǎng)絡(luò)分為L型與C型兩類，并通過選取合適的失配網(wǎng)絡(luò)參數(shù)使噪聲源與濾波器的輸入阻抗和負載阻抗與濾波器的輸出阻抗均滿足一定的比例關(guān)系。EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)利用不同阻抗比例關(guān)系產(chǎn)生不同的反射損耗這一特性，對濾波器的最佳工作狀態(tài)進行配置，使得濾波器在原有插入損耗的基礎(chǔ)上增加其反射損耗，達到改善濾波器工作性能的目的。為了減小濾波器體積，將濾波器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計方法應(yīng)用于平面環(huán)形EMI濾波器中，并通過實例測試驗證其有效性與可行性。

關(guān)鍵詞：反射損耗插入損耗阻抗失配網(wǎng)絡(luò)EMI濾波器

0引言

隨著電力電子變換器工作頻率逐漸提高，電磁干擾和電磁兼容問題越發(fā)突出，電磁干擾(Electromagnetic Interference，EMI)濾波器作為抑制傳導電磁干擾的有效手段，得到了國內(nèi)外學者的廣泛關(guān)注[1-3]。

EMI濾波器的噪聲源和負載阻抗對其工作性能具有很大影響，但設(shè)計者在設(shè)計時不易獲得噪聲源和負載阻抗的相關(guān)信息。雖然可以分析出電網(wǎng)上指定處呈現(xiàn)高阻抗，但大多數(shù)EMI濾波器并不是工作在固定頻率處，且電力電子設(shè)備(噪聲源)的高頻阻抗也很難得到，故實際EMI濾波器總是在阻抗失配條件下工作[1]。因此，假設(shè)濾波器的噪聲源和負載阻抗均為50 Ω，在阻抗完全匹配條件下設(shè)計的EMI濾波器并不能滿足噪聲抑制需求[4，5]。

目前，在阻抗失配條件下，EMI濾波器的設(shè)計方法主要有兩種：①根據(jù)不同噪聲源和負載阻抗對EMI濾波器插入損耗的影響，選擇合適的濾波器拓撲結(jié)構(gòu)后完成濾波器元件參數(shù)選取[6]；②通過選取合適的濾波電路，使得濾波器即使在“最壞情況”下其插入損耗值也不會小于設(shè)計時所給定的最小值[7]。文獻[8，9]較為全面地分析了噪聲源和負阻抗失配時EMI濾波器的工作特性，并提出了適用于EMI濾波器的拓撲結(jié)構(gòu)選取原則，但在實際中噪聲源阻抗是隨頻率的改變而變化；文獻[1]中采用“P”匹配網(wǎng)絡(luò)和“S”匹配網(wǎng)絡(luò)使得濾波器處于“最壞情況”下進行設(shè)計，使得濾波器即使在噪聲源阻抗和負載阻抗完全相同時，其插入損耗值也不會小于設(shè)計時所給定的最小值，但這種方法設(shè)計出的濾波器裕量太大，造成濾波器體積偏大。

由傳輸線理論可知，濾波器對噪聲信號的損耗主要由插入損耗與反射損耗兩部分組成[10-12]，然而設(shè)計者在設(shè)計EMI濾波器時往往未將反射損耗列入考慮范圍之內(nèi)，但在噪聲源和負載阻抗失配程度很大時，濾波器的反射損耗是不可忽略的。故在噪聲源和負載阻抗不匹配條件下對EMI濾波器進行設(shè)計時，應(yīng)保證濾波器在實際運行時不僅有較大的插入損耗同時也應(yīng)具有較大的反射損耗。

因此，出于利用噪聲源和負載阻抗不匹配對EMI濾波器工作性能影響的目的，本文提出了一種帶有阻抗失配網(wǎng)絡(luò)的EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計方法，該網(wǎng)絡(luò)利用濾波器端口阻抗失配所產(chǎn)生的反射損耗對EMI濾波器的工作狀態(tài)進行有效配置，改善濾波器的噪聲抑制效果，并將所設(shè)計的網(wǎng)絡(luò)應(yīng)用于平面環(huán)形EMI濾波器中。

1濾波器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計原理

1.1濾波器網(wǎng)絡(luò)

濾波器網(wǎng)絡(luò)可認為是由失配網(wǎng)絡(luò)和濾波器組成，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。其中失配網(wǎng)絡(luò)主要是由電阻與電感或電阻與電容組成，濾波器主要是由電感與電容組成。

圖1　濾波器網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)Fig.1　Structure of EMI filter

此時，濾波器網(wǎng)絡(luò)對EMI噪聲的衰減可分為濾波器自身所帶的插入損耗與接入失配網(wǎng)絡(luò)后的反射損耗。

1.2插入損耗

插入損耗是濾波器重要的電氣性能參數(shù)之一。EMI濾波器的插入損耗越高，對電磁干擾信號的抑制效果越好[1]。

如圖2a所示，在待測設(shè)備與電源之間未接入濾波器時，測量得到的噪聲源輸出電壓為V1；如圖2b所示，當接入濾波器后，測量得濾波器輸出電壓為V2，則濾波器的插入損耗IL[5]為

(1)

式中，T為濾波器的傳輸矩陣，T11、T12、T21、T22均為T的元素；ZL為噪聲負載阻抗；ZS為噪聲源阻抗。

圖2　插入損耗原理框圖Fig.2　Schematic diagram of IL

1.3反射損耗

EMI濾波器的反射損耗是指在濾波器端口阻抗完全匹配時，設(shè)備接入濾波器前與接入濾波器后流經(jīng)噪聲負載的電流的比值[8]。

對于源阻抗ZS和負載阻抗ZL不等的電路，將一個入端特性阻抗Z1和Z2分別等于源內(nèi)阻ZS和負載阻抗ZL的理想二端口網(wǎng)絡(luò)接在源和負載之間，如圖3所示。

圖3　接入濾波器后的電路Fig.3　Circuit with EMI filter

此時，濾波器對所流經(jīng)電流無衰減作用，源端所能提供的功率全部被負載吸收，于是有

(2)

反之，當該電路未接此二端口網(wǎng)絡(luò)時，流過負載的電流為

(3)

故可得EMI濾波器反射損耗A為

(4)

1.4失配網(wǎng)絡(luò)

由基本的電路理論可知，任何不匹配的源阻抗和負載阻抗對EMI濾波器帶來的不利影響都可以利用合適的失配網(wǎng)絡(luò)來減弱或消除。如EMI濾波器因為電路諧振而導致插入損耗下降(可能會變成負值，即產(chǎn)生增益)，此時可以使用簡單的電阻作為失配網(wǎng)絡(luò)，選擇合適的電阻值即可消除諧振。但在濾波器輸入、輸出端口接入電阻會影響電路的工作性能，故選取適當?shù)碾娙菖c電阻串聯(lián)后并聯(lián)或是選取電感與電阻并聯(lián)后串聯(lián)接入電路，使其主要在濾波器工作頻率段內(nèi)工作，其結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4　失配網(wǎng)絡(luò)基本結(jié)構(gòu)Fig.4　Basic structure of mismatching network

為簡單說明失配網(wǎng)絡(luò)對濾波器噪聲抑制性能的作用，本文在噪聲源阻抗為低阻抗、負載阻抗為高阻抗的前提下，對接入失配網(wǎng)絡(luò)與只接入濾波器兩種情況進行定性分析，如圖5所示。接入失配網(wǎng)絡(luò)后，濾波器網(wǎng)絡(luò)對噪聲的抑制性能得到明顯改善，由于失配網(wǎng)絡(luò)中含有電容或電感元件，所以在低頻段又增加了諧振頻率點，但這種類型的諧振可由選取合適的電阻值來消除或減弱。

圖5　失配網(wǎng)絡(luò)與濾波器損耗Fig.5　IL of mismatching network and EMI filter

2最佳工作狀態(tài)配置

濾波器網(wǎng)絡(luò)工作狀態(tài)的配置是以已知源阻抗和負載阻抗為前提，根據(jù)其源和負載阻抗值選擇合適濾波器結(jié)構(gòu)與失配網(wǎng)絡(luò)對噪聲進行有效抑制。

為保證濾波器插入損耗最大，可以根據(jù)不同源和負載阻抗情況選擇相應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)，如圖6所示[13]。低源阻抗與高負載阻抗應(yīng)選擇L-C型濾波器；高源阻抗與低負載阻抗應(yīng)選擇C-L型濾波器；低源阻抗與低負載阻抗應(yīng)選擇T型濾波器；高源阻抗與高負載阻抗應(yīng)選擇π型濾波器。

圖6　濾波器結(jié)構(gòu)Fig.6　Structure of EMI filter

以濾波器的負載阻抗為高阻抗、源阻抗為低阻抗為例，為更好地抑制EMI噪聲，濾波器結(jié)構(gòu)應(yīng)選擇為L-C型；同時，為了增加濾波器網(wǎng)絡(luò)的反射損耗，應(yīng)在其負載端串聯(lián)接入L失配網(wǎng)絡(luò)，源端并聯(lián)接入C失配網(wǎng)絡(luò)，其拓撲圖如圖7所示。

圖7　濾波器網(wǎng)絡(luò)拓撲Fig.7　Topological structure of EMI filter network

(5)

(6)

式中，ZC為C型失配網(wǎng)絡(luò)阻抗；ZP為L型失配網(wǎng)絡(luò)阻抗。

在不影響變換器正常工作性能的基礎(chǔ)上，為增大濾波器網(wǎng)絡(luò)的反射損耗，本文對失配網(wǎng)絡(luò)對應(yīng)元件的取值提出4個約束條件。

1)干擾源噪聲抑制

針對干擾源端產(chǎn)生的EMI噪聲，在濾波器自身插入損耗的基礎(chǔ)上，通過接入C型失配網(wǎng)絡(luò)以提供較大的反射損耗，確保噪聲得到有效抑制，此時Z′S與從噪聲源端看進去的最小輸入阻抗應(yīng)滿足一定的失配比，即

(7)

式中，εC為失配比，表示接入C型失配網(wǎng)絡(luò)后的端口阻抗與入端阻抗的比值，其取值范圍通常為(0，1)。當εC取值越趨近于0，表示端口失配程度越大，對噪聲的反射損耗也越大，此時工作電流受影響程度也越大；當εC取值趨近于1時，表示端口失配程度越小、匹配情況越好，即噪聲將無損耗地完全傳入濾波器中，此時將對濾波器自身的插入損耗產(chǎn)生較高要求，這種情況也通常被認為是濾波器工作的“最壞情況”，且失配比εC與反射系數(shù)Γ存在下列關(guān)系

(8)

由圖7可知，當負載阻抗短接時，輸入阻抗Z1將取得最小值，其表達式為

(9)

展開得

(10)

對Z1分母進行有理化得

(11)

式中，當ω較大時，Z1可化簡為

(12)

(13)

式中，ωL為濾波器工作頻率下限處的角頻率。

一般情況下，C型失配網(wǎng)絡(luò)和源阻抗并聯(lián)之后，阻抗的模值應(yīng)小于C型失配網(wǎng)絡(luò)自身阻抗模值，故式(13)可化簡為

(14)

2)防止被其他設(shè)備干擾

為防止其他設(shè)備產(chǎn)生的EMI噪聲傳入源端，接入L型失配網(wǎng)絡(luò)以提供較大的反射損耗，減輕濾波器的工作壓力，此時Z′L與從負載端看進去的最大輸出阻抗應(yīng)滿足一定的失配比，即

(15)

式中，εP與εC相似，為接入L型失配網(wǎng)絡(luò)端口處的失配比。

由圖7可知，當源阻抗開路時，輸出阻抗Z2最大，其表達式為

(16)

(17)

(18)

3)對工作電流無影響

為使有效信號能無衰減地通過EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)，接入的C型失配網(wǎng)絡(luò)阻抗應(yīng)盡可能大、L型失配網(wǎng)絡(luò)的阻抗值應(yīng)盡可能小，即CS的阻抗值要遠大于RS值，LP的阻抗值則要遠小于RP，如式(19)所示。

(19)

式中，ωf為變換器工作頻率上的角頻率。

4)利用電阻調(diào)節(jié)端口阻抗

在調(diào)節(jié)端口阻抗時，最佳措施是只接入電阻，這樣既可達到調(diào)節(jié)阻抗的目的，也不會因為接入感性或容性元件而產(chǎn)生新的諧振，但在工程中不會使用這樣的失配網(wǎng)絡(luò)，因為其對工作信號損耗太大。故在濾波器不工作的頻率段，失配網(wǎng)絡(luò)應(yīng)不起作用，如約束3所示；而在濾波器工作的頻率段，失配網(wǎng)絡(luò)中電阻能夠起到調(diào)節(jié)阻抗的作用，即在濾波器工作頻率下限fL上，CS的阻抗要小于RS，LP的阻抗則要大于RP，如式(20)所示。

(20)

根據(jù)上述4個約束條件，可以得出濾波器網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計步驟如下：

1) 確定源、負載阻抗性質(zhì)，選擇合適的濾波器結(jié)構(gòu)。設(shè)計濾波器時，以能在全頻率段提供噪聲衰減需求的插入損耗確定濾波器元件的取值。

2) 確定εC和εP的大小。其值可根據(jù)噪聲干擾情況選擇，若干擾情況嚴重，則將εC和εP的值取小一些(如1/10)，以獲得較大的反射損耗；反之，則取大一些。

3) 確定失配網(wǎng)絡(luò)對應(yīng)元件值。由于失配網(wǎng)絡(luò)中元件取值的約束條件均是用不等式給出，因此可以在滿足不等式要求范圍內(nèi)隨意選取元件值，但考慮經(jīng)濟性與體積等因素，CS與LP取值應(yīng)盡可能小一些。

4) 若選取的εC和εP的值不合適而導致計算出的失配網(wǎng)絡(luò)元件值不可能實現(xiàn)，則應(yīng)換一組數(shù)據(jù)并重復步驟3。

為了更加直觀地認識失配比對濾波器工作性能的影響，本文在ZS=0、ZL趨近于無窮大的情況下，分別取εP=εC=0.05、0.1、0.2、0.5，對其進行定性分析，如圖8所示。失配比越小，其濾波器網(wǎng)絡(luò)對噪聲的抑制效果越好，但其失配網(wǎng)絡(luò)對應(yīng)儲能元件取值往往也越大。

圖8　失配比與濾波器網(wǎng)絡(luò)損耗Fig.8　Relationship between mismatching ratio and IL of EMI filter network

3濾波器網(wǎng)絡(luò)平面化實現(xiàn)

3.1EMI濾波器平面化

平面EMI濾波器的基本單元由差模電容單元、電感單元以及多接地電容單元組成，具有體積小和高頻性能好等優(yōu)點，其基本結(jié)構(gòu)如圖9所示[14-17]。其中，差模電容單元與多接地電容單元均采用高介電常數(shù)陶瓷材料表面鍍銀進行制作；電感單元則采用在PCB板上鍍螺旋線圈并外接罐形磁心的方法實現(xiàn)[4-6]。

圖9　平面EMI濾波器Fig.9　Planar EMI filter

由圖9可看出，平面EMI濾波器中的A為差模電容單元，實現(xiàn)了拓撲結(jié)構(gòu)中的差模電容CX1；B為電感單元，實現(xiàn)了拓撲結(jié)構(gòu)中的共模電感LCM；C為多接地電容單元，實現(xiàn)了拓撲結(jié)構(gòu)中共模電容CY與差模電容CX2。

出于安全接地考慮，EMI濾波器的共模電容值CY不能過大，必須首先確定，故設(shè)計平面EMI濾波器時應(yīng)先確定共模電容值CY為

(21)

式中，n為所采用陶瓷片的數(shù)量；S為銀層覆蓋面積，由所流經(jīng)的電流密度決定；εr和b1分別為陶瓷介質(zhì)層的相對介電常數(shù)和厚度；空氣的介電常數(shù)ε0=8.85×10-12F/m。

由轉(zhuǎn)折頻率與共模電容值可計算出共模電感值，此后由式(22)可確定電感單元的基本結(jié)構(gòu)參數(shù)。

(22)

式中，le和Ae分別為有效磁路長度和面積，可通過磁心手冊查詢獲得；真空磁導率μ0=4π×10-7H/m；μr為磁心的相對磁導率，也可通過磁心手冊查表獲得；N為集成LC結(jié)構(gòu)中的線圈匝數(shù)n1和串聯(lián)的銅箔線圈匝數(shù)n2之和。

具體實現(xiàn)共模電感平面化時主要從下面3個方面進行考慮：

1)匝間距?？紤]單面線圈之間的絕緣以及寄生電容的影響，匝間距不能過小，同時受限于陶瓷介質(zhì)板的面積，匝間距不能太大。根據(jù)以往經(jīng)驗，匝間距取0.6 mm較為合適。

2)線圈厚度。根據(jù)相關(guān)文獻，LC線圈窄而厚的設(shè)計可以減少并聯(lián)寄生電容EPC。由加工工藝所限，現(xiàn)階段線圈厚度最大能做到0.08 mm。

3)線圈寬度。該值可根據(jù)應(yīng)用場合所需流經(jīng)電流的有效值與線圈厚度考慮一定裕量之后計算得到。

而在差模電路中，差模電感一般由共模電感的漏感提供，其經(jīng)驗公式為

(23)

式中，r1、r2分別為LC單元線圈的內(nèi)、外半徑；n1為電感單元的導線匝數(shù)；hΔ為漏感層的厚度；h為電感單元線匝的高度；μS為漏感層相對磁導率。

在獲取差模電感之后，共模電容值可由轉(zhuǎn)折頻率與共模電容值共同確定，其平面化過程與共模電容類似。

3.2失配網(wǎng)絡(luò)平面化

當完成失配網(wǎng)絡(luò)對應(yīng)元件取值時，為了失配網(wǎng)絡(luò)平面化之后能與濾波器較好地組成一個完整的濾波器網(wǎng)絡(luò)，失配網(wǎng)絡(luò)平面化所采用電容的介質(zhì)及電感的磁心應(yīng)均與平面EMI濾波器結(jié)構(gòu)相匹配，其實現(xiàn)方式如下：

1)失配電容。失配電容平面化過程與共模電容類似，其表達式均為

(24)

但式中S的取值有所區(qū)別，在共模電容中銀層的覆蓋面積等于陶瓷面積，而在失配電容中，由于失配電容取值的不確定性，故銀層面積可能小于陶瓷面積。

2)失配電感。失配電感平面化過程與共模電感類似，其表達式均為

(25)

式中，N為失配電感中線圈匝數(shù)。

考慮到采用空氣絕緣的機械穩(wěn)定性差，本設(shè)計中失配電感與共模電感均采用薄的絕緣層提供機械支撐的交錯繞組結(jié)構(gòu)來減小繞組間的結(jié)構(gòu)電容。

3) 失配電阻。失配電阻平面化過程較為簡單，因平面EMI濾波器應(yīng)用場合一般均為小功率系統(tǒng)，故可通過選取合適的貼片電阻，經(jīng)物理焊接等方式接入平面EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)中，實現(xiàn)平面化，如圖10所示。

圖10　失配網(wǎng)絡(luò)實物Fig.10　Picture of mismatching network

4網(wǎng)絡(luò)濾波效果

4.1EMI濾波器

為了驗證所提出帶有失配網(wǎng)絡(luò)EMI濾波器設(shè)計方法的可行性，本文以500 W、220 V/12 V的AC/DC變換器為實驗平臺進行驗證。

根據(jù)未接入濾波器時所測的噪聲與選取的噪聲標準可計算出EMI濾波器的具體參數(shù)，如表1所示。

表1　平面EMI濾波器基本參數(shù)

根據(jù)上述參數(shù)完成平面EMI濾波器設(shè)計，電感單元與差、共模單元如圖11所示。

圖11　平面EMI濾波器基本結(jié)構(gòu)Fig.11　Basic structure of planar EMI filter

在該變換器前接入平面EMI濾波器，對其做傳導干擾測試，其結(jié)果如圖12所示。測試顯示，加入平面EMI濾波器后，對電磁干擾起到很好的抑制作用。

圖12　只接入平面EMI濾波器測試結(jié)果Fig.12　Test result with planar EMI filter

4.2濾波器網(wǎng)絡(luò)

確定了濾波器元件值后，根據(jù)第3節(jié)所提出的4個約束條件可知

(26)

由只接入平面EMI濾波器的實驗結(jié)果可得，濾波器低頻噪聲抑制效果尚可，而高頻噪聲抑制效果較差，故取εC=εP=0.2；EMI濾波器的工作頻率范圍一般為0.15～30 MHz，但從接入濾波器后的噪聲波形可看出低頻段的噪聲抑制效果較好，故為了設(shè)計更加準確，選取工作頻率范圍為1～30 MHz，變換器的工作頻率為50 Hz。而為方便實現(xiàn)失配網(wǎng)絡(luò)的平面化，失配電容取值應(yīng)大于單片陶瓷片所能提供的電容值，并小于差模電容值；同理，失配電感應(yīng)大于單根線圈接入磁心時所能提供的最小電感值，并小于共模電感值。故可采用二分法，先確定失配電容值與失配電感值，然后代入式(26)中，若能得到RS與RP的取值區(qū)間則完成計算，且應(yīng)盡量取較小值，反之則重新進行迭代計算。

通過上述過程，可獲得失配網(wǎng)絡(luò)的取值參數(shù)如表2所示。

表2　失配網(wǎng)絡(luò)基本參數(shù)

按上述參數(shù)完成設(shè)計后，在該實驗平臺前接入EMI濾波器，對其做傳導干擾測試，其實物連接與測試結(jié)果分別如圖13～圖15所示。

圖13　濾波器網(wǎng)絡(luò)電路拓撲Fig.13　Topological structure of EMI filter network

圖14　實物連接Fig.14　Linking of test circuit

圖15　噪聲抑制效果Fig.15　Effects of noise suppression

為更好地說明接入濾波器網(wǎng)絡(luò)后噪聲抑制效果得到較為明顯的改善，現(xiàn)對只接入濾波器與接入濾波器網(wǎng)絡(luò)之后的噪聲抑制效果進行對比，具體步驟如下：

1)用只接入濾波器后的噪聲，減去接入濾波器網(wǎng)絡(luò)后的噪聲，得到相對改善噪聲值，如圖16中曲線d所示。

2)分別求取共模與差模相對改善噪聲值的上、下包絡(luò)線，如圖16中的曲線a、c所示。

3)求取上、下包絡(luò)線的平均值，如圖16中的曲線b所示。

從圖16中的曲線b可以看出，對于共模噪聲來說，在全頻率段內(nèi)，濾波器網(wǎng)絡(luò)能夠比只接入濾波器

圖16　噪聲抑制效果說明Fig.16　Illustration of noise suppression

至少多提供5 dB的衰減量；對于差模噪聲來說，在0.15～20 MHz頻率段內(nèi)，濾波器網(wǎng)絡(luò)能夠比只接入濾波器至少多提供6 dB的衰減量，而在20～30 MHz頻率段內(nèi)，可能由于高頻寄生參數(shù)的影響使得濾波器網(wǎng)絡(luò)的濾波效果反而比只接入濾波器效果差，對于該問題本課題組將在后續(xù)的工作中對其進行更加深入的研究。

5結(jié)論

本文以運行狀態(tài)下EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)抑制效果為研究目標，在以插入損耗為基礎(chǔ)完成EMI濾波器設(shè)計的前提下，針對其濾波效果不佳的現(xiàn)象，提出了以失配網(wǎng)絡(luò)在EMI濾波器中的完善措施，得到以下結(jié)論：

1)提出了EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)一體化概念。本文所提出的濾波器網(wǎng)絡(luò)是由“阻抗失配電路”與“EMI濾波器”構(gòu)成。一般地，EMI濾波器設(shè)計是以在全頻率段能提供滿足噪聲抑制需求的插入損耗為基礎(chǔ)，并認為此時所設(shè)計的濾波器效果“最佳”，但當噪聲源、負載阻抗不匹配時，則濾波器工作效果并不理想。此時，合適的失配網(wǎng)絡(luò)選擇能有效改善這一狀況。

2)確定了兩種類型失配網(wǎng)絡(luò)——L型與C型，并得到兩種類型網(wǎng)絡(luò)對應(yīng)元件的取值原則。失配電阻和失配電容串聯(lián)組成了C型失配網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)適用于與低阻抗的輸入或輸出端口并聯(lián)，其電阻與電容的取值應(yīng)使得并聯(lián)后的端口阻抗與入端阻抗?jié)M足一定的失配比；失配電阻與失配電感并聯(lián)組成了L型失配網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)適用于與高阻抗的輸入或輸出端口串聯(lián)，其電阻與電感的取值原則與C型失配網(wǎng)絡(luò)類似。

3)將EMI濾波器網(wǎng)絡(luò)設(shè)計方法應(yīng)用于平面EMI濾波器中，實現(xiàn)了失配網(wǎng)絡(luò)與濾波器的全平面集成，并得到高反射損耗和插入損耗，使得濾波器性能得到改善的基礎(chǔ)上，體積也得到有效減小。

參考文獻

[1]馬偉明，張磊，孟進.獨立電力系統(tǒng)及其電力電子裝置的電磁兼容[M].北京：科學出版社，2007.

[2]錢照明，程肇基.電力電子系統(tǒng)電磁兼容設(shè)計基礎(chǔ)及干擾抑制技術(shù)[M].杭州：浙江大學出版社，2000.

[3]Ozenbaugh R L.EMI Filter Design[M].California：Marcel Dekker Inc.，2001.

[4]Wang Shishan，Xu Chenchen.Design theory and implementation of a planar EMI filter based on annular integrated inductor-capacitor unit[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28(3)：1167-1175.

[5]王世山，朱葉，周小林，等.圓環(huán)線匝構(gòu)成的平面共模EMI濾波器的特性研究[J].電工技術(shù)學報，2011，26(11)：68-73.

Wang Shishan，Zhu Ye，Zhou Xiaolin，et al.Characteristics research for planar common mode EMI filter based on toroidal LC coil[J].Transactions of China Electrochemical Society，2011，26(11)：68-73.

[6]姜保軍，孫力，趙克.EMI濾波器阻抗失配與EMI信號的有效抑制[J].電機與控制學報，2006，10(3)：252-255.Jiang Baojun，Sun Li，Zhao Ke.EMI filter mismatching impedance and EMI suppression[J].Electric machines and control，2006，10(3)：252-255.

[7]Luo Fang，Dong Dong，Boroyevich D，et al.Improving high-frequency performance of an input common mode EMI filter using an impedance mismatching filter[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2014，29(10)：5111-5115.

[8]Luo Fang，Boroyevich D，Mattavelli P.Improving EMI filter design with in circuit impedance mismatching[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition，Twenty-Seventh Annual IEEE，Orlando，F(xiàn)L，2012：1652-1658.

[9]劉超，張近民，王立欣.阻抗失配條件下信號EMI濾波器的設(shè)計[J].電子測量技術(shù)，2009，32(7)：9-13.

Liu Chao，Zhang Jinmin，Wang Lixin.Design of signal EMI filter with mismatching impedance[J].Electric Measurement Technology，2009，32(7)：9-13.

[10]王世山，朱葉，石磊磊.基于環(huán)形感容集成結(jié)構(gòu)單元的平面EMI濾波器設(shè)計理論及實施[J].電工技術(shù)學報，2013，28(1)：126-135.

Wang Shishan，Zhu Ye，Shi Leilei.Design theory and implementation of planar EMI filter based on annular integrated inductor-capacitor unit[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2013，28(1)：126-135.

[11]Wu Xiaofeng，Xu Dehong，Wen Zhiwei，et al.Design，modeling，and improvement of integrated EMI filter with flexible multilayer foils[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26(5)：1344-1354.

[12]Wang S.Characterization and cancellation of high-frequency parasitic for EMI filters and noise separators in power electronics applications[D].Blacksburg：Virginia Tech University，2003.

[13]陳恒林，陳瑋，馮利民，等.通過改變噪聲源阻抗抑制高頻共模噪聲[J].電力電子技術(shù)，2006，40(6)：124-125.

Chen Henglin，Chen Wei，F(xiàn)eng Limin，et al.High frequency common mode EMI noise suppression for switching converters by impedance control[J].Power Electronics，2006，40(6)：124-125.

[14]Wu Xiaofeng，Wen Zhiwei，Xu Dehong，et al.Design and experiment research of integrated EMI filter based on flexible multi-layer foils[C]//International Power Electronics Conference，Sapporo，2010：2891-2896.

[15]Chen Rengang.Integrated EMI filters for switch mode power supplies[D].Blacksburg：Virginia Polytechnic Institute and State University，2004.

[16]Wang Shuo，Lee F C，Wyk J D.A study of integration of parasitic cancellation techniques for EMI filter design with discrete components[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2008，23(6)：3094-3102.

[17]Huang Huifen，Deng Liangyong，Hu Binjie.Techniques for improving the high-frequency performance of the planar CM EMI filter[J].IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility，2013，55(5)：901-908.

宋崢男，1991年生，碩士研究生，研究方向為電力電子系統(tǒng)的電磁兼容。

E-mail：1136901614@qq.com(通信作者)

王世山男，1967年生，博士，副教授，研究方向為電力電子系統(tǒng)的電磁兼容、電氣設(shè)備的多物理仿真技術(shù)。

E-mail：WSS.XJTU@163.com

The Design of the Optimized Running State of EMI Filter Network and Its Planar Realization

SongZhengWangShishan

(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics and AstronauticsNanjing210016China)

AbstractElectromagnetic interference (EMI) filters play an important role in restraining conducted EMI. Affected by the impedance of the noise source and the load, the performance of the EMI filter is often poor. In order to eliminate the adverse effect, the design method of an EMI filter network with the impedance mismatching network is proposed in this paper. According to the value of the impedance of the noise source and the load, the impedance mismatching network will be classified into two kinds: the L-type network and the C-type network. By selecting the appropriate parameters of the impedance mismatching network, the noise source impedance and the input impedance of the EMI filter will meet some proportion, and the load impedance and the output impedance of the EMI filter will also meet some proportion. Using the characteristics that different impedance proportions have different values of reflection loss, the optimized running state of the EMI filter will be achieved. Besides the insertion loss, the reflection loss is also supplied by the EMI filter network and the performance of the EMI filter will be further improved. In order to reduce the volume of the EMI filter, the design method of the EMI filter network is applied to the planar EMI filter. Finally, an experiment is taken to verify the effectiveness and feasibility of the EMI filter network.

Keywords：Reflection loss，insertion loss，impedance mismatching network，EMI filter

作者簡介

中圖分類號：TM133

收稿日期2015-03-31改稿日期2015-06-29

國家自然科學基金(51177071)、南京航空航天大學研究生創(chuàng)新基地(實驗室)開放基金(kfjj201412)及中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費專項資金資助。