周 鵬,劉 暉,2,錢 闖
(1.武漢大學(xué)衛(wèi)星導(dǎo)航定位技術(shù)研究中心,湖北武漢430079;2.武漢導(dǎo)航與位置服務(wù)工業(yè)技術(shù)研究院,湖北武漢430075)
通過時(shí)間更新過程和量測更新過程,卡爾曼濾波對(duì)待估參數(shù)進(jìn)行預(yù)測與修正,由于卡爾曼濾波的整個(gè)更新過程是循環(huán)遞推的,因此濾波器無須存儲(chǔ)太多的歷史數(shù)據(jù),使用當(dāng)前觀測數(shù)據(jù)即可實(shí)時(shí)獲得被估計(jì)參數(shù)的最優(yōu)估計(jì)值。由于這個(gè)特點(diǎn),卡爾曼濾波從一提出就受到各工程應(yīng)用領(lǐng)域的青睞,尤其是實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)數(shù)據(jù)處理領(lǐng)域,如高精度組合導(dǎo)航[1]與GPS動(dòng)態(tài)定位。
在城市峽谷等復(fù)雜觀測環(huán)境下,由于衛(wèi)星信號(hào)遮擋嚴(yán)重,可見衛(wèi)星數(shù)量不多且衛(wèi)星可視情況并不連續(xù),加上復(fù)雜環(huán)境下多路徑效應(yīng)等外部干擾因素的影響,不易確定觀測序列噪聲特性,這對(duì)濾波器的穩(wěn)定性和模型精度有了更高的要求。針對(duì)這個(gè)缺陷,本文提出了觀測序列噪聲方差-協(xié)方差陣的自適應(yīng)確定方法,對(duì)動(dòng)態(tài)卡爾曼濾波算法進(jìn)行了優(yōu)化,加上原始觀測量的粗差探測。多次路測試驗(yàn)表明,該算法穩(wěn)定可靠,在普通的城市道路上,優(yōu)化算法能顯著提高GPS動(dòng)態(tài)定位的效果,得到較為理想的定位結(jié)果。
利用卡爾曼濾波進(jìn)行動(dòng)態(tài)系統(tǒng)參數(shù)估計(jì)首先需要確定系統(tǒng)的狀態(tài)方程和觀測方程,對(duì)于離散線性系統(tǒng),通用的卡爾曼濾波狀態(tài)方程和觀測方程為[2-3]
式中,Xk為 tk時(shí)刻的系統(tǒng)狀態(tài)向量;Φk,k-1為 tk-1至tk時(shí)刻的系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣;Γk-1為系統(tǒng)噪聲驅(qū)動(dòng)矩陣;Wk-1是動(dòng)態(tài)噪聲序列;Zk為tk時(shí)刻的觀測向量;Hk為觀測方程系數(shù)陣;Vk為觀測噪聲序列。
系統(tǒng)隨機(jī)模型滿足以下要求
式中,Qk為動(dòng)態(tài)噪聲序列Wk-1的方差-協(xié)方差陣;Rk為觀測噪聲序列 Vk的方差-協(xié)方差陣;δkj為 Dirac 函數(shù)[2]。
若狀態(tài)向量Xk與觀測向量Zk滿足式(1),動(dòng)態(tài)噪聲序列Wk-1與觀測噪聲序列Vk滿足式(2),且動(dòng)態(tài)噪聲方差-協(xié)方差陣非負(fù)定,觀測噪聲方差-協(xié)方差陣正定,則tk時(shí)刻狀態(tài)向量Xk的估計(jì)值
估計(jì)均方誤差為
對(duì)于GPS動(dòng)態(tài)定位,由于信息的缺失,難以構(gòu)建精確的動(dòng)態(tài)定位模型來描述載體的運(yùn)動(dòng),在損失一定精度的條件下,可對(duì)載體運(yùn)動(dòng)模型進(jìn)行簡化,本文采用應(yīng)用較多的常速模型(CV模型)[4]。
CV模型中選定狀態(tài)向量為
式中,(xk,yk,zk)為接收機(jī)的WGS-84地心坐標(biāo)分別為接收機(jī)3個(gè)方向上的速度;dtk、d˙tk分別為接收機(jī)鐘差與鐘差變化率。
根據(jù)式(1),可知狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣 Φk,k-1為
據(jù)文獻(xiàn)[5]可知,動(dòng)態(tài)噪聲序列 Wk-1的方差-協(xié)方差陣Qk為
式中,Sp、Sf、Sg分別為接收機(jī)狀態(tài)、鐘差、鐘差變化率的譜密度,分別取值 1.0、0.4×10-18、1.58×10-18[5]。
濾波過程中,使用偽距單點(diǎn)定位結(jié)果作為濾波初始值。另外,當(dāng)較長時(shí)間無法定位(衛(wèi)星數(shù)不足)時(shí)需重新初始化。
關(guān)于GPS觀測方程,給出其定義如下[6]
式中,ρ為偽距觀測值;r、c分別為衛(wèi)星與接收機(jī)間的幾何距離和光速;δtu、δts分別為接收機(jī)鐘差與衛(wèi)星鐘差;Iρ、Tρ分別為電離層延遲與對(duì)流層延遲,單位為m;ερ為其他誤差的綜合項(xiàng),單位為m。
進(jìn)行PVT(position velocity and time)解算時(shí),需采用衛(wèi)星信噪比cn0確定觀測噪聲序列的方差-協(xié)方差陣Rk,具體為
式中,ri取值為
上式中相關(guān)參數(shù)為經(jīng)驗(yàn)參數(shù),與模塊相關(guān)。
為測試算法的正確性,對(duì)PVT定位程序進(jìn)行了路測,部分測試環(huán)境如圖1所示。
圖1 測試環(huán)境
測試天線使用普通的導(dǎo)航天線,模塊為u-blox LEA-6T模塊(設(shè)置測試采樣率為1 s,實(shí)際測試過程中也使用了其他模塊,效果一樣),測試方法如下:
1)設(shè)備安置。將導(dǎo)航天線固定于測試車車頂并連接至模塊的天線輸入端,同時(shí)使用數(shù)據(jù)線連接模塊和計(jì)算機(jī),使得模塊的實(shí)時(shí)觀測數(shù)據(jù)可以流入計(jì)算機(jī)并交給PVT程序。
2)模塊設(shè)置。為模塊通電,通過模塊的控制軟件U-Center對(duì)模塊的工作方式、數(shù)據(jù)輸出等進(jìn)行設(shè)置,并保存。
3)開始測試。啟動(dòng)PVT程序,進(jìn)行實(shí)時(shí)PVT解算。
為形成參照,分析PVT定位程序的解算精度,在測試車車頂?shù)膶?dǎo)航天線旁邊安置Trimble R10便攜接收機(jī),該接收機(jī)連接湖北省連續(xù)運(yùn)行參考站系統(tǒng)(HBCORS),工作模式為RTK。
為說明本算法相比偽距單點(diǎn)定位精度有很大改善,在事后進(jìn)行了偽距單點(diǎn)定位解算,這樣加上實(shí)時(shí)解算的結(jié)果,就獲得了3組數(shù)據(jù):
1)PVT定位程序?qū)崟r(shí)解算結(jié)果。
2)Trimble R10的實(shí)時(shí)RTK解算結(jié)果。
3)事后偽距單點(diǎn)定位解算結(jié)果。
眾所周知,RTK固定解精度很高,因此在進(jìn)行偽距PVT解算精度分析過程中,以同步的RTK固定解為參考值,比較PVT定位程序?qū)崟r(shí)解算結(jié)果與事后偽距單點(diǎn)定位解算結(jié)果相對(duì)同步RTK固定解在水平、豎直方向的偏差(如圖2、圖3所示)。
圖2 最小二乘與卡爾曼濾波對(duì)比(水平方向)
圖3 最小二乘與卡爾曼濾波對(duì)比(豎直方向)
比較圖2與圖3可見,改進(jìn)的動(dòng)態(tài)卡爾曼濾波算法相比最小二乘算法,不論是水平方向還是豎直方向,定位效果都提高很多。
為便于定量分析,給出實(shí)時(shí)解算結(jié)果與事后最小二乘解算結(jié)果在各個(gè)誤差段的統(tǒng)計(jì)信息,由于關(guān)注的是平面位置,下面僅給出水平方向上的誤差統(tǒng)計(jì)(見表1)。
表1 最小二乘與卡爾曼濾波解算結(jié)果誤差統(tǒng)計(jì)(%)
從表1可見,優(yōu)化的實(shí)時(shí)卡爾曼濾波算法超過70%歷元水平精度優(yōu)于5 m,所有定位結(jié)果水平精度均優(yōu)于10 m;而最小二乘算法中,水平精度優(yōu)于5 m的歷元不到10%,多數(shù)歷元水平精度介于7~30 m(70%)。相比最小二乘算法,優(yōu)化的實(shí)時(shí)卡爾曼濾波算法解算精度提高很多。
本文研究了在城市道路下使用低成本導(dǎo)航天線與電子消費(fèi)類GPS模塊進(jìn)行實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)定位的方法,算法中僅使用單頻偽距和多普勒觀測值,對(duì)系統(tǒng)成本要求不高。算法以動(dòng)態(tài)卡爾曼濾波為基礎(chǔ),加上基于衛(wèi)星信噪比的觀測序列噪聲方差-協(xié)方差陣自適應(yīng)確定方法,克服了復(fù)雜環(huán)境下GPS定位效果差的缺點(diǎn)。相比最小二乘算法,本算法定位效果有很大提高,通過實(shí)時(shí)解算測試說明,在城市街區(qū),超過70%歷元水平精度優(yōu)于5 m,所有歷元水平精度優(yōu)于10 m。
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