劉 苗 洪 峰 尹培培 王成華

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復(fù)合型級聯(lián)雙Buck飛跨電容五電平逆變器

劉 苗 洪 峰 尹培培 王成華

（南京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院 南京 210016）

為了提高效率、改善波形和實現(xiàn)高頻化，提出復(fù)合型級聯(lián)雙Buck飛跨電容五電平逆變器。由耐壓功率元器件構(gòu)成的全橋電路實現(xiàn)基波頻率波形，由低壓高頻率的元器件構(gòu)成雙Buck為基礎(chǔ)的飛跨電容逆變電路，改善了波形，提高了整機效率。該拓?fù)渚哂须pBuck與飛跨電容逆變器的雙重優(yōu)點，雙Buck逆變器具有無橋臂直通、無體二極管反向恢復(fù)問題的優(yōu)點和電流半周期工作模式，使得高頻化和高效率得以同時實現(xiàn)。飛跨電容逆變器可以通過邏輯電路選擇冗余模態(tài)，從而控制飛跨電容的充放電來實現(xiàn)飛跨電容電壓的平衡，并且對該電路進行了理論分析及實驗驗證，該電路可拓展為更高電平。

復(fù)合級聯(lián) 飛跨電容 雙降壓式逆變器 電容均壓

0 引言

近年來，級聯(lián)型多電平變換器的發(fā)展非常迅速，其結(jié)構(gòu)形式（如積木式結(jié)構(gòu)）也越來越多，模塊單元的形式從單一的全橋電路發(fā)展到二極管鉗位型或飛跨電容型多電平變換器[1-5]，每個模塊的輸入直流電壓從相同發(fā)展到不同，所選用的開關(guān)器件類型和得到的輸出電平數(shù)也由此發(fā)生了變化。與其他形式的多電平變換器相比，其模塊化結(jié)構(gòu)易于集成和維護，因此在中高壓調(diào)速領(lǐng)域、交流柔性輸電系統(tǒng)等場合中具有廣泛的應(yīng)用前景[6-9]。

將具有任意獨立電源電壓、任意電平數(shù)的多電平單元或兩電平單元進行級聯(lián)，在這種主從式混合級聯(lián)多電平變換器中，頻率低電壓高的逆變器單元可用低頻率、高耐壓元器件組成，頻率高電壓低的單元可用高頻率、低耐壓的功率元器件組成，低頻逆變單元以輸出電壓的基波頻率為切換頻率，實現(xiàn)主要基波能量的輸出，而高頻逆變單元則在較高的頻率下進行脈沖寬度調(diào)制，用來改善輸出波形，提高整機效率[10-15]。

現(xiàn)有的級聯(lián)多電平逆變器多是以橋式電路為基本的組成部分[14,15]。本文提出的復(fù)合級聯(lián)型逆變器（如圖1所示）低頻部分是由全橋電路構(gòu)成，高頻部分是以雙Buck為基礎(chǔ)的飛跨電容逆變器，雙Buck逆變器為提高開關(guān)頻率和實現(xiàn)高效率提供了一條簡潔可靠的途徑。相對于橋式電路，雙Buck電路具有很多特點：①傳統(tǒng)橋式逆變器由于開關(guān)管的體二極管性能差，導(dǎo)致很大損耗并限制了開關(guān)頻率的提高。雙Buck逆變器功率開關(guān)管的體二極管不工作，續(xù)流電流流過與開關(guān)管同一橋臂上的二極管，因此功率開關(guān)管和功率二極管的優(yōu)化設(shè)計得到解耦。續(xù)流二極管可用快恢復(fù)或肖特基二極管減小二極管反向恢復(fù)和功率管開通損耗。②橋式電路中存在大量直接串聯(lián)在電源兩端的開關(guān)管，引起橋臂直通的隱患，而雙Buck電路兩只功率管之間串聯(lián)著兩只較大的濾波電感，電路無橋臂直通問題，提高了可靠性，且避免了控制死區(qū)可能造成的輸出波形畸變。③工作于半周模式下的DBI無環(huán)流存在，有利于實現(xiàn)逆變器的高頻化和高效率。④雙Buck電路輸入輸出共地，易構(gòu)建三相系統(tǒng)[16-18]。

圖1 復(fù)合型級聯(lián)雙Buck飛跨電容五電平逆變器

飛跨電容多電平逆變器是三種基本多電平逆變器之一，其優(yōu)點是通過選擇冗余模態(tài)來控制電容電流方向，即電容的充放電，實現(xiàn)電容電壓的均衡[19,20]。

本文在上述分析的基礎(chǔ)上，提出了一種新型復(fù)合型級聯(lián)多電平逆變器，即以雙Buck電路為基本單元，飛跨電容逆變器作為低壓高頻調(diào)制單元，使用橋式電路作為高壓低頻調(diào)制單元，充分發(fā)揮各自的電路優(yōu)勢，克服橋臂直通隱患，進一步提高了系統(tǒng)可靠性和變換效率。

1 復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文提出的復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示。圖１中d1、d2和d3分別為3個外接直流電源，S01～S04、S11、S12、S21和S22為開關(guān)管，VD11、VD12、VD21和VD22為二極管，1、2為濾波電感，f和分別為輸出濾波電容及負(fù)載。圖1電路可劃分為以下6個部分：外接電源，飛跨電容鉗位的Buck電路Ⅰ，飛跨電容鉗位Buck電路Ⅱ，全橋工頻開關(guān)電路和輸出濾波電容及負(fù)載。該逆變器主體為雙Buck電路單元和橋式工頻開關(guān)電路。由于Buck電路單元無橋臂直通的可能，所以下文還將說明橋式工頻開關(guān)電路中兩開關(guān)管在整個工頻周期內(nèi)僅開關(guān)1次，整個逆變器無橋臂直通隱患。雙Buck電路工作時電感電流續(xù)流從功率二極管通過，開關(guān)器件的體二極管并不參與工作，功率器件選取可以不考慮體二極管的影響，使得開關(guān)器件和續(xù)流二極管可分別優(yōu)化設(shè)計選取。開關(guān)器件可選用新型的功率半導(dǎo)體例如coolMOS，減小導(dǎo)通和開關(guān)損耗；開關(guān)頻率可以提高，在保持高效率前提下實現(xiàn)高頻化減小體積重量。

復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI采用高頻PWM控制和低頻方波控制相結(jié)合的復(fù)合控制策略。雙Buck電路采用高頻PWM控制，雙Buck工作于半周期模式，電路中無環(huán)流產(chǎn)生，變換器效率較高[16-20]。輸出電流正半周（i≥0），Buck電路Ⅰ工作，Buck電路Ⅱ不工作；輸出電流負(fù)半周（i≤0），Buck電路Ⅱ工作，Buck電路Ⅰ不工作。橋式工頻開關(guān)電路采用低頻方波控制。雙Buck電路單元的輸出電壓和橋式工頻開關(guān)電路的輸出電壓合成得到高品質(zhì)的輸出電壓。

2 復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI時序及模態(tài)分析

復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。S01、S02、S03和S04構(gòu)成了全橋電路；S11、S12、VD11、VD12、1和1構(gòu)成Buck電路Ⅰ；S21、S22、VD21、VD22、2和2構(gòu)成Buck電路Ⅱ。下面結(jié)合圖2所示電路時序圖敘述復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI的具體工作原理和工作模態(tài)，各工作模態(tài)如圖3所示。記開關(guān)管S01～S04的電壓驅(qū)動分別對應(yīng)為01、02、02和01；開關(guān)管S11、S12、S21和S22的電壓驅(qū)動分別為11、12、21和22；電感1和2的電流分別i1和i2；i1和i2之差為電感電流i；Buck電路Ⅰ橋臂中點①點電壓為1；Buck電路Ⅱ橋臂中點②點電壓為2；逆變橋輸出（濾波前）電壓為1或2。設(shè)外接電源電壓d1=d2=d3=d。模態(tài)分析以空載為例進行，即假定電感電流i相位超前輸出電壓o90°。下文結(jié)合復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI的時序圖（見圖2）與模態(tài)圖（見圖3）對其工作過程進行具體 分析。

圖2 復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI的時序圖

輸出電流正半周期時（≥0），（=1-2）對應(yīng)圖2時段0～4，Buck電路Ⅰ工作，Buck電路Ⅱ不工作，S21和S22截止，此階段共有8個工作模態(tài)，分別如圖3中模態(tài)Ⅰ-0～模態(tài)Ⅰ-7，工作狀態(tài)如下：

（1）工作模態(tài)Ⅰ-0。如圖3a所示，S01、S04保持導(dǎo)通，S02、S03保持截止，S11、S12截止，從VD11和VD12續(xù)流，1既不充電也不放電，橋臂①輸出電平為0。

（2）工作模態(tài)Ⅰ-1。如圖3b所示，S01、S04保持導(dǎo)通，S02、S03保持截止，S12閉合，S11截止，VD11續(xù)流，1放電，橋臂①輸出電平為d。

（3）工作模態(tài)Ⅰ-2。如圖3c所示，S01、S04保持導(dǎo)通，S02、S03保持截止，S11閉合，S12截止，VD12續(xù)流，1充電，橋臂①輸出電平為d。

（4）工作模態(tài)Ⅰ-3。如圖3d所示，S01、S04保持導(dǎo)通，S02、S03保持截止，S11、S12閉合，11既不充電也不放電，橋臂①輸出電平為2d。

（5）工作模態(tài)Ⅰ-4。如圖3e所示，S02、S03保持導(dǎo)通，S01、S04保持截止，S11、S12截止，VD11、VD12續(xù)流，1既不充電也不放電，橋臂①輸出電平為-2d。

（6）工作模態(tài)Ⅰ-5。如圖3f所示，S02、S03保持導(dǎo)通，S01、S04保持截止，S12閉合，S11截止，VD11續(xù)流，1放電，橋臂①輸出電平為-d。

（7）工作模態(tài)Ⅰ-6。如圖3g所示，S02、S03保持導(dǎo)通，S01、S04保持截止，S11閉合，S12截止，VD12續(xù)流，1充電，橋臂①輸出電平為-d。

（8）工作模態(tài)Ⅰ-7。如圖3h所示，S02、S03保持導(dǎo)通，S01、S04保持截止，S11、S12閉合，VD11、VD12截止，1既不充電也不放電，橋臂①輸出電平為0。

輸出電流負(fù)半周期（＜0）時，對應(yīng)圖2時段4～8，Buck電路Ⅱ工作，Buck電路Ⅰ不工作，同樣包含8個模態(tài)，其運行與正半周期對稱，不再贅述。

3 復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI的均壓原理

該拓?fù)涞年P(guān)鍵技術(shù)是飛跨電容均壓問題，本文采用兩種不同模式來實現(xiàn)飛跨電容的均壓。如圖1所示，代表橋臂1或2；為橋臂的第個開關(guān)狀態(tài)，若閉合，則取值為1，若截止，則取值為0；為橋臂標(biāo)號為的飛跨電容電流，為橋臂標(biāo)號為的電感電流。飛跨電容電流表達式為

=(1-a2)（1）

飛跨電容電壓的微分方程式為

若滿足

則可實現(xiàn)充放電均衡。

表1列出電流正半周期（≥0）時，各開關(guān)模態(tài)對應(yīng)的橋臂電位及飛跨電容1充放電狀態(tài)。表中，“0”表示開關(guān)管斷開，“1”表示開關(guān)管導(dǎo)通，“+”表示電容充電，“-”表示電容放電，“×”表示電容既不充電也不放電。以飛跨電容鉗位的多電平逆變器具有獨特的優(yōu)點，通過其存在的冗余模態(tài)的選擇來調(diào)節(jié)飛跨電容電流的方向，從而控制飛跨電容充放電以實現(xiàn)其電壓的均衡[21]。由表1可知，模態(tài)Ⅰ-1和Ⅰ-2的輸出電壓均為d，模態(tài)Ⅰ-1對1放電，模態(tài)Ⅰ-2對1充電，模態(tài)Ⅰ-5和Ⅰ-6的輸出電壓都為-d，Ⅰ-5對1放電，Ⅰ-6對1充電。為實現(xiàn)1的均壓，冗余模態(tài)組合選擇有兩種，分別見表2和表3。

表1 電流正半周期開關(guān)組合模態(tài)狀態(tài)

表2 電流正半周期冗余模態(tài)選擇模式一

Tab.2 States of switch-group at positive half circle

表3 電流正半周期冗余模態(tài)選擇模式二

Tab.3　States of switch-group at positive half circle

表2和表3均能滿足一個周期內(nèi)的PWM調(diào)制，1充放電時間相同，滿足式（4），實現(xiàn)1均壓。本實驗選擇表2對應(yīng)的模態(tài)組合，對應(yīng)各開關(guān)管的邏輯關(guān)系列于圖2中。負(fù)半周（≤0）中2均壓過程及原理與正半周的1同理，不再贅述。

4 復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI控制策略

為同時實現(xiàn)逆變和均壓，采用圖4所示的控制策略，其可劃分為區(qū)間劃分電路、逆變電路和邏輯電路三部分。區(qū)間劃分電路：將電壓基準(zhǔn)信號r進行過零比較得到電壓正、負(fù)半周信號p（即01、04）n（即02、03），并與m比較（m為門檻電壓，通常取r最大值的一半），得到對應(yīng)四個區(qū)間（[2m，Um][Um，0][0，m]和[m，2m]）的表征信號：-2-1-1001和12，r為電壓環(huán)的輸出，亦為電流基準(zhǔn)，經(jīng)過過零比較得到電流表征信號p和n。逆變電路：采用電壓外環(huán)（即PI調(diào)節(jié)器）、電流內(nèi)環(huán)（即P調(diào)節(jié)器）的雙環(huán)控制策略，經(jīng)三角波交截得到逆變器SPWM調(diào)制信號pwm1和pwm2。將上述信號通過邏輯電路（圖2中表述了11、12、21和22的邏輯表達式），得到開關(guān)管的控制信號01～04、11、12、21和22，對主電路開關(guān)管進行控制。如圖2所示，橋臂1和2輸出五電平SPWM調(diào)制波1和2，實現(xiàn)了飛跨電容均壓，濾波后得到正弦交流輸出電壓o。圖１中，橋式工頻開關(guān)電路的開關(guān)管S01～S04采用MOSFET，同樣可采用低頻高耐壓器件（例如GTO），充分發(fā)揮器件優(yōu)勢；d1可取大于d2和d3，即使得該逆變器工作于不等電壓比情形下，發(fā)揮橋式電路電壓器件電壓應(yīng)力低的優(yōu)點，承擔(dān)更高母線電壓。限于篇幅，本文對此不再深入討論。

圖4 控制原理框圖

以上分析是以五電平為例?？赏卣箻蚴郊壜?lián)單元，增加輸出電平。橋式級聯(lián)單元均工作于工頻調(diào)制狀態(tài)，合成多電平的階梯波輸出，提供輸出電壓基波含量；僅有雙Buck電路單元工作于高頻調(diào)制，調(diào)節(jié)輸出電壓大小與波形。多電平電路可由五電平結(jié)構(gòu)類推。在此不再深入討論。

5 實驗結(jié)果

本文對該逆變器進行了樣機實驗，參數(shù)如下：開關(guān)管采用2SK1522，功率二極管采用DSEI60—06A，輸出濾波電容f=9.1mF，濾波電感1=2=100mH，輸入直流電壓d=90V，輸出交流電壓o=110V（頻率50Hz），額定輸出功率2000W。

圖5a和圖5b分別為逆變器空載和滿載時的實驗波形。2為Buck電路Ⅱ橋臂中點（點②）電壓，當(dāng)電流大于零，Buck電路Ⅰ工作，Buck電路Ⅱ不工作，2=o；當(dāng)電流小于零時，Buck電路Ⅰ不工作，Buck電路Ⅱ工作，2輸出調(diào)制波；3為工頻橋式電路輸出波形，在整個工頻周期僅開關(guān)１次，3高電平對應(yīng)輸出電壓正半周。o為輸出電壓，i為電感電流。空載時，電感電流i等于輸出濾波電容電流，超前輸出電壓o90°；滿載時，電感電流i與輸出電壓o幾乎完全同相。可見，實驗波形符合前文分析的工作原理，控制方案達到預(yù)期效果。

為了分析比較，本逆變器與雙Buck飛跨電容三電平逆變器（Dual Buck Flying-Capacitor Three-Level Inverter，DBFCTLI）的實驗數(shù)據(jù)進行了比較，該雙Buck飛跨電容三電平逆變器的拓?fù)淙鐖D6所示，輸出濾波電容f=14.7mF，濾波電感1=2=300mH，輸入直流電壓d=360V，其余參數(shù)與本文分析的逆變器相同。由于其直流電壓d取值較高，為復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI的4倍，其功率管和二極管的電壓應(yīng)力也是復(fù)合型級聯(lián)DBFCFLI的2倍。圖7所示為變換效率的曲線，由圖可見，復(fù)合型級聯(lián)多電平逆變器具有更高的變換效率。圖8所示為輸出電壓的總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion，THD）的曲線，由圖可見，兩者輸出電壓的THD值接近。

圖6 雙Buck飛跨電容三電平逆變器

圖7 效率曲線

圖8 THD曲線

由此說明，復(fù)合型級聯(lián)雙Buck飛跨電容多電平逆變器達到了和三電平雙Buck逆變器同樣甚至更優(yōu)的性能指標(biāo)，但由前文分析和樣機參數(shù)可知，復(fù)合型級聯(lián)多電平雙降壓式逆變器具有更小的輸出濾波和更低的器件電壓應(yīng)力。

6 結(jié)論

本文提出的復(fù)合型級聯(lián)雙Buck飛跨電容多電平逆變器由雙Buck電路單元同全橋電路單元級聯(lián)得到。Buck電路單元工作于高頻調(diào)制狀態(tài)，充分發(fā)揮該電路無橋臂直通、無開關(guān)管體二極管反向恢復(fù)問題和半周期工作模式的特點；而橋式電路工作于工頻開關(guān)狀態(tài)。他們分別選用不同的性能的器件實現(xiàn)。該方案降低了系統(tǒng)開關(guān)損耗，提高整機效率，降低了多電平變換器輸出電壓諧波含量，減小了濾波器的體積。文中以五電平為例進行了分析與實驗驗證，亦可推廣至多電平情形，同樣具有上述特點。

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A Hybrid Cascaded Dual Buck Flying-Capacitor Five-Level Inverter

（Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China）

In order to improve the efficiency and waveform and realize high-frequency, this paper proposes a hybrid cascaded dual buck flying-capacitor five-level inverter. The high voltage unit, is composed of bridge cell with high-voltage slow-switching components to realize the fundamental wave. And the low voltage unit is composed of flying capacitor inverter with low-voltage fast-switching components based on dual Buck inverter to improve the waveform and efficiency. The topology has both the merits of dual buck and flying capacitor. Dual Buck inverter has no shoot-through problems, no body-diode reverse recovery problems and half-cycle work mode, which cam implement the high frequency and efficiency simultaneously. The voltage balance of the flying capacitors can be achieved by choosing the redundant state through proper logical algorithms. The validity of the inverter is conformed through experimental. The topology can be expanded to a higher level.

Hybrid cascaded, flying-capacitor, dual Buck inverter, balancing capacitor voltage

TM711

劉 苗 女，1974年生，博士研究生，講師，主要從事電力電子技術(shù)及航空電源研究。

洪 峰 男，1979年生，博士，副教授，主要從事電力電子技術(shù)及航空電源研究。

2013-10-09 改稿日期 2013-12-05

國家自然科學(xué)基金（50907033），國家教育部博士點專項基金（20093218120023）和江蘇省科技支撐計劃（BE2012170）資助項目。