陳云剛，羅柏明

(中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第七研究所，廣州510310)

1 引言

現(xiàn)代無(wú)線通信系統(tǒng)用戶數(shù)量及帶寬需求飛速發(fā)展，多部收發(fā)機(jī)同址工作的情況日益增多，尤其是在戰(zhàn)術(shù)通信中，普遍有多個(gè)車(chē)載、艦載或機(jī)載寬頻段跳頻電臺(tái)同址工作。這勢(shì)必會(huì)引起通信系統(tǒng)內(nèi)部各設(shè)備之間嚴(yán)重的同址干擾，大大降低通信的質(zhì)量和效率。其中，跳頻發(fā)射機(jī)的遠(yuǎn)端噪聲(主要包括寬帶噪聲和雜散分量)將直接落入同址接收機(jī)的接收通帶內(nèi)，是同址干擾主要的干擾源之一[1－2]。國(guó)軍標(biāo)要求同址工作的戰(zhàn)術(shù)電臺(tái)發(fā)射機(jī)在偏離發(fā)射頻率10%以外(小于5 MHz以5 MHz計(jì)算)的寬帶噪聲應(yīng)不大于－180 dBc/Hz，而要不影響同址工作的接收機(jī)，發(fā)射機(jī)的寬帶噪聲必須不大于－190 dBc/Hz，雜散分量不超過(guò) －100 dBm[2]。

傳統(tǒng)的跳頻發(fā)射機(jī)多采用直接混頻上變頻架構(gòu)，再對(duì)進(jìn)入功放前的射頻信號(hào)進(jìn)行兩級(jí)跳頻跟蹤濾波，以減少發(fā)射機(jī)寬帶噪聲。采用該技術(shù)，寬帶噪聲能達(dá)到－170 dBc/Hz;若再結(jié)合新興的大功率跳頻濾波技術(shù)[3－4]，寬帶噪聲能達(dá)到 －190 dBc/Hz。但發(fā)射機(jī)采用直接混頻上變頻的方式，某些頻點(diǎn)會(huì)存在固有的雜散分量;同時(shí)，由于采用大功率跳頻濾波器件，發(fā)射機(jī)體積龐大，成本高昂。為此，本文介紹一種跳頻偏移鎖相發(fā)射機(jī)，在不采用大功率調(diào)諧濾波技術(shù)的情況下，能有效降低發(fā)射機(jī)寬帶噪聲，使其能達(dá)到－190 dBc/Hz以下，且無(wú)固有雜散分量。

寬頻段低噪聲跳頻偏移鎖相發(fā)射機(jī)的難點(diǎn)是解決壓控振蕩器(VCO)的寬覆蓋與低噪聲、快調(diào)諧之間的矛盾。文獻(xiàn)[5－6]采取不同的方式分別實(shí)現(xiàn)了單個(gè) VCO 輸出 40.2 ～70.2 MHz和 139.8 ～256.2 MHz，接近2倍頻程的覆蓋。而應(yīng)用于30～108 MHz的跳頻偏移鎖相發(fā)射機(jī)，單個(gè)VCO需要在保持噪聲不惡化的前提下，能快速調(diào)諧覆蓋3.6個(gè)倍頻程。本文提出采用一種二進(jìn)制電感調(diào)諧的方法解決該問(wèn)題，成功實(shí)現(xiàn)了VCO在30～108 MHz頻段內(nèi)的低噪聲寬頻段快調(diào)諧。

2 偏移鎖相發(fā)射機(jī)整體設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的偏移鎖相發(fā)射機(jī)原理如圖1所示，其主要由一個(gè)偏移鎖相環(huán)(包括鑒相器、環(huán)路濾波器、VCO、衰減器、諧波濾波器、偏移混頻器、參考信號(hào)濾波器)、一個(gè)調(diào)諧本振、一個(gè)功率放大器、一個(gè)分段諧波濾波器組成。當(dāng)發(fā)射機(jī)需要輸出30～108 MHz內(nèi)的某一頻率fo的射頻信號(hào)時(shí)，控制器控制VCO初始調(diào)諧在頻率fo附近，并控制調(diào)諧本振輸出頻率為 fo+fi(fo≤65.2 MHz時(shí))或 fo－ fi(fo＞65.2 MHz時(shí))的本振信號(hào)。本振信號(hào)與射頻信號(hào)混頻并濾波得到頻率為21.4 MHz的參考信號(hào)，再與頻率同為21.4 MHz的中頻調(diào)制信號(hào)進(jìn)行鑒相。鑒相輸出的直流分量控制VCO的輸出頻率，以通過(guò)鎖相環(huán)的相位反饋?zhàn)饔?，使其精確鎖定在輸出頻率fo;鑒相輸出的交流分量即調(diào)制信息，將調(diào)制在頻率為fo的射頻載波上。包含調(diào)制信息的射頻信號(hào)fo直接或者經(jīng)過(guò)功率放大器放大到需要的功率(37 dBm或47 dBm)后，經(jīng)分段諧波濾波器過(guò)濾諧波后發(fā)射。

圖1 偏移鎖相發(fā)射機(jī)原理框圖Fig.1 Principle block diagram of offset－ PLL transmitter

根據(jù)文獻(xiàn)[7]分析，鎖相環(huán)對(duì)于VCO的噪聲具有高通特性，環(huán)路對(duì)VCO近端噪聲進(jìn)行了很好的抑制，環(huán)路帶寬內(nèi)的噪聲主要由中頻調(diào)制信號(hào)、鑒相參考信號(hào)以及鑒相器的噪聲決定，而鎖相環(huán)對(duì)于環(huán)路濾波器前的輸入噪聲具有低通特性。中頻調(diào)制信號(hào)、鑒相參考信號(hào)的噪聲在鎖相環(huán)帶寬外的部分能得到很好的抑制，環(huán)路帶寬外的噪聲主要由VCO的噪聲決定。由于中頻調(diào)制信號(hào)以及偏移混頻器輸出的互調(diào)、諧波及雜散等分量，都在鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬外，得到了環(huán)路濾波器很好的抑制，故該跳頻偏移鎖相發(fā)射機(jī)無(wú)固有的雜散分量。若再對(duì)電源進(jìn)行適當(dāng)?shù)臑V波處理，消除開(kāi)關(guān)電源帶來(lái)的雜散，則整個(gè)偏移鎖相發(fā)射機(jī)無(wú)明顯的雜散分量。

環(huán)路濾波器帶寬的選擇是鎖相變頻發(fā)射機(jī)的關(guān)鍵。21.4 MHz的中頻信號(hào)包含調(diào)制信息，鑒相得到的調(diào)制信息將通過(guò)環(huán)路濾波器濾波后調(diào)制在VCO輸出的射頻載波上，故環(huán)路帶寬必須大于調(diào)制帶寬。環(huán)路帶寬越大，鎖定時(shí)間越短，但是過(guò)寬又影響對(duì)鎖相環(huán)的近端噪聲。同時(shí)，為保證環(huán)路的穩(wěn)定，環(huán)路帶寬要低于鑒相頻率21.4 MHz的1/10。綜合考慮，選取VCO與調(diào)諧本振噪聲曲線的交叉點(diǎn)頻率附近，即160 kHz作為環(huán)路帶寬。實(shí)際調(diào)試過(guò)程中再微調(diào)環(huán)路帶寬，在保證鎖定時(shí)間的情況下，鎖相環(huán)相位噪聲最小。

由于發(fā)射機(jī)需要高速跳頻工作，要求發(fā)射機(jī)的調(diào)諧時(shí)間即偏移鎖相環(huán)的鎖定時(shí)間不超過(guò)50 μs。二階鎖相環(huán)的最大快捕時(shí)間和捕獲時(shí)間可用公式(1)和公式(2)估計(jì)算[7]:

式中，Δω0代表固有頻差，ωn代表環(huán)路帶寬，ζ代表阻尼系數(shù)。

針對(duì)鎖定時(shí)間的要求，采用二進(jìn)制電感調(diào)諧的方法對(duì)VCO輸出頻率進(jìn)行預(yù)置，讓VCO的初始頻率與目標(biāo)工作頻率誤差在500 kHz內(nèi)，即固有頻差Δω0≤2π ×500 kHz，以減小鎖定時(shí)間。若 VCO 頻率預(yù)置需要的時(shí)間為T(mén)Y(包括控制時(shí)延、VCO起振、PIN開(kāi)關(guān)切時(shí)間)，環(huán)路總的鎖定時(shí)間最大為T(mén)Lmax、TP、TY三者之和。選取 ζ=0.707，代入 Δω0=2π ×500 kHz，Δωn=2π × 160 kHz，則 TLmax≈7.0 μs，TP≈6.9 μs。VCO 頻率預(yù)置時(shí)間控制在30 μs以內(nèi)，則整個(gè)鎖相環(huán)鎖定時(shí)間可以滿足要求。

由以上分析可知，一方面VCO直接決定整個(gè)發(fā)射機(jī)的寬帶噪聲，且需覆蓋30～108 MHz寬頻段范圍;同時(shí)，VCO需要在短時(shí)間內(nèi)調(diào)諧在鎖定頻率±500 kHz的范圍內(nèi)。所以，VCO是本大功率偏移鎖相發(fā)射機(jī)的關(guān)鍵和難點(diǎn)。

3 降低VCO噪聲的設(shè)計(jì)考慮

根據(jù)擴(kuò)展的 Leeson 方程[8－9]，VCO 的相位噪聲可以由以下公式表示:

式中，L(fm)為在fm處1 Hz帶寬內(nèi)單邊帶噪聲功率與總功率之比(單位為dBc/Hz)，fm為頻率偏移，f0為中心頻率，fc為晶體管的閃爍噪聲轉(zhuǎn)角頻率，QL為諧振回路的有載品質(zhì)因素，F(xiàn)為振蕩晶體管的噪聲系數(shù)，k為玻爾茲曼常數(shù)，T為開(kāi)爾文溫度，Pavs為振蕩器平均輸出功率，R為變?nèi)荻O管的等效噪聲電阻，K0為VCO的電壓調(diào)諧靈敏度。

3.1 增大VCO的輸出功率

根據(jù)公式(3)，當(dāng)fm＞＞fc且QL較高時(shí)，VCO噪聲(即寬帶噪聲)約為10lg(FkT/2Pavs)，與平均輸出功率 Pavs成反比。設(shè)計(jì) VCO平均輸出功率+28 dBm，經(jīng)過(guò)諧波過(guò)濾后可直接作為+27 dBm的標(biāo)準(zhǔn)小功率發(fā)射信號(hào)。若后端功放噪聲系數(shù)FA，則整個(gè)發(fā)射機(jī)的寬帶噪聲

選擇噪聲系數(shù)較小的振蕩管和功放管，發(fā)射機(jī)寬帶噪聲可低于－190 dBc/Hz。

3.2 采用推挽輸出的Clap振蕩電路

在電路形式上，采用推挽輸出的Clap振蕩電路。Clap振蕩電路有很好的噪聲特性，推挽輸出能增大輸出功率，抵消偶次諧波。同時(shí)，根據(jù)Hajimiri等[10]的分析，振蕩器輸出波形越對(duì)稱，晶體管的閃爍噪聲轉(zhuǎn)角頻率fc越小，近端輸出噪聲越小。

3.3 采用二進(jìn)制電感調(diào)諧電路

由于需輸出30～108 MHz頻率范圍，要求VCO的選頻諧振回路的頻率調(diào)諧范圍比較寬。采用二進(jìn)制電感調(diào)諧陣列來(lái)粗調(diào)選頻回路的中心頻率，減小了變?nèi)荻O管的電容變化范圍和調(diào)諧電壓變化范圍。這樣一方面可減小VCO的電壓調(diào)諧靈敏度K0，另一方面可以采用相對(duì)固定、較高的反向電壓，以防止變?nèi)莨茉诖蠓鹊纳漕l信號(hào)下出現(xiàn)正向偏置而導(dǎo)致等效噪聲電阻R的增大以及選頻回路的Q值降低的情況。這些都有利于降低VCO近端噪聲。

4 VCO電路設(shè)計(jì)

基于以上考慮，本文設(shè)計(jì)的VCO如圖2所示，方框外是推挽輸出的Clap振蕩電路，方框內(nèi)是由9路高速PIN開(kāi)關(guān)(切換速度小于20 μs)控制的電感、一個(gè)固定電感以及兩個(gè)陽(yáng)極串接的變?nèi)荻O管組成的諧振回路。D1～D9為9位獨(dú)立的PIN二極管控制電壓，高壓 +85 V(狀態(tài) 0)，或負(fù)低壓－3.3 V(狀 態(tài) 1)。D1 ～D9 從 000000000 ～111111111共512個(gè)狀態(tài)間變化，選擇接入不同的電感，從而控制振蕩器的粗略輸出頻率。考慮到電感的精度，選取其中157個(gè)狀態(tài)存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器里，可隨時(shí)快速輸出。適當(dāng)選擇電感L1～L9的大小，VCO便可以500 kHz的步進(jìn)覆蓋30～108 MHz的頻率范圍，以保證極短時(shí)間內(nèi)調(diào)諧在鎖定頻率±250 kHz的范圍內(nèi)，針對(duì)鎖相環(huán)的要求(±500 kHz)留有余量，防止元器件溫度變化帶來(lái)的頻率偏移。

圖2 VCO的原理圖Fig.2 Schematic diagram of VCO

圖中D1～D9、Vtune，以及C31與C32連接點(diǎn)均是射頻虛擬地，可將圖2的VCO電路等效為圖3左邊的形式;其中L為回路并聯(lián)電感之和，C2為C21與CMOS管G、S兩極的極間電容之和，C3為C31與CMOS管D、S兩極的極間電容之和。

圖3 VCO等效電路Fig.3 Equivalent circuit of VCO

根據(jù)CMOS管的小信號(hào)模型，圖3左邊可等效為圖3右邊的形式，其中，gm為CMOS管的跨導(dǎo)，Vgs為電容C2兩端電壓(即CMOS管G、S兩級(jí)間的反饋電壓)，Vgs'為CMOS管G、S兩級(jí)間的當(dāng)前電壓。根據(jù)歐姆定律，

則VCO的環(huán)路反饋增益

VCO起振時(shí)T(jω)=a+j0＞1，則式(5)應(yīng)滿足

可計(jì)算出VCO的起振條件為

VCO 穩(wěn)定時(shí)T(jω)=a+j0=1，則式(5)應(yīng)滿足

可計(jì)算出VCO的振蕩頻率

針對(duì)以500 kHz的步進(jìn)覆蓋30～108 MHz的要求，根據(jù)公式(7)、(9)確定VCO電路的具體參數(shù)。

偏移鎖相環(huán)(圖1中紅色框內(nèi)的部分)試驗(yàn)電路板如圖4所示。整個(gè)電路體積小巧，尺寸為150 mm×60 mm，元器件高度不超過(guò)15 mm。外接輸入21.4 MHz的調(diào)制信號(hào)、51.4 ～86.6 MHz的本振信號(hào)，便可輸出30～108 MHz、幅度為+28 dB左右的射頻信號(hào)到功放。

圖4 偏移鎖相環(huán)電路板圖Fig.4 Circuit board of offset－ PLL

5 測(cè)試

由于發(fā)射機(jī)輸出的射頻載波和噪聲之間相差190 dB以上，單一測(cè)試儀器無(wú)法達(dá)到如此大的動(dòng)態(tài)范圍。制作專(zhuān)用的測(cè)試雙工器，采用射頻載波與噪聲分離的方式，按照?qǐng)D5連接配置來(lái)測(cè)試偏移鎖相發(fā)射機(jī)的寬帶噪聲。其中，頻譜儀2自身的底部噪聲需要低于發(fā)射機(jī)的絕對(duì)噪聲值6 dB以上才能準(zhǔn)確測(cè)試，一般需要帶有前置放大器。由于載波通道功率過(guò)大，故需要先進(jìn)行30 dB衰減后再連接頻譜儀1進(jìn)行測(cè)試。

圖5 寬帶噪聲測(cè)試圖Fig.5 Test diagram of broadband noise

假設(shè)頻譜儀的讀數(shù)為A(單位dBm)，頻譜儀2的分辨率帶寬(RBW)為N，讀數(shù)為B(單位dBm)，則發(fā)射機(jī)的寬帶噪聲為(B－A－30－10lgN)dBc/Hz。測(cè)試發(fā)射機(jī)10%以外(小于5 MHz以5 MHz計(jì)算)的寬帶噪聲測(cè)試結(jié)果見(jiàn)表1。

表1 偏移鎖相環(huán)發(fā)射機(jī)測(cè)試結(jié)果Table1 Measurement result of transmitter

從測(cè)試結(jié)果可以看出，在30～108 MHz頻帶內(nèi)，發(fā)射機(jī)輸出功率為+47 dBm±1 dB，調(diào)諧時(shí)間小于40 μs，寬帶噪聲均低于 －190 dBc/Hz。

利用安捷倫信號(hào)源分析儀E5052A測(cè)試發(fā)射機(jī)偏移中心頻率1 kHz～10 MHz范圍內(nèi)的噪聲曲線，以便觀察發(fā)射機(jī)雜散輸出情況。發(fā)射機(jī)大功率發(fā)射，經(jīng)過(guò)30 dB衰減到儀器能接受的幅度，再連接到E5052A測(cè)試。測(cè)試發(fā)射機(jī)輸出的多個(gè)頻點(diǎn)在整個(gè)測(cè)試范圍內(nèi)均沒(méi)有明顯的雜散分量，寬帶噪聲約－190 dBc/Hz(已達(dá)到儀器的測(cè)量極限)。其中，70 MHz的測(cè)試曲線如圖6所示。

圖6 發(fā)射機(jī)噪聲測(cè)試曲線Fig.6 Measurement curve of transmitter phase noise

從測(cè)試結(jié)果可以看出，在30～108 MHz頻帶內(nèi)，發(fā)射機(jī)輸出功率為+47 dBm±1 dB，調(diào)諧時(shí)間小于40 μs，偏移中心頻率 10%寬帶噪聲均低于－190 dBc/Hz，遠(yuǎn)端無(wú)明顯雜散分量。

文獻(xiàn)[5]采用權(quán)電容編碼的方式實(shí)現(xiàn)了單個(gè)VCO 輸出40.2～70.2 MHz，文獻(xiàn)[6]采用帶鏡像電流源的結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管實(shí)現(xiàn)了單個(gè)VCO輸出139.8～256.2 MHz，而本設(shè)計(jì)采用二進(jìn)制調(diào)諧電感實(shí)現(xiàn)了單個(gè)VCO輸出30～108 MHz。本設(shè)計(jì)達(dá)到的覆蓋更寬，達(dá)3.6倍頻程。

本設(shè)計(jì)發(fā)射機(jī)的寬帶噪聲低于－190 dBc/Hz，調(diào)諧時(shí)間小于40 μs，與文獻(xiàn)[3]報(bào)道的結(jié)合大功率調(diào)諧濾波技術(shù)的傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)寬帶噪聲及調(diào)諧速度相當(dāng)，完全能滿足當(dāng)前主流跳頻發(fā)射機(jī)的要求。

6 結(jié)束語(yǔ)

采用二進(jìn)制電感調(diào)諧技術(shù)能有效解決壓控振蕩器寬覆蓋、低噪聲以及快調(diào)諧之間的矛盾。采用二進(jìn)制電感調(diào)諧技術(shù)的跳頻偏移鎖相發(fā)射機(jī)具有頻段覆蓋寬、寬帶噪聲低、雜散少的特點(diǎn)，且體積小、成本低廉，適合同址工作，已批量生產(chǎn)應(yīng)用。

需要注意的是，鎖相環(huán)是一個(gè)跟蹤輸入信號(hào)相位的閉環(huán)自動(dòng)控制系統(tǒng)，偏移鎖相發(fā)射機(jī)僅適合連續(xù)相位調(diào)制信號(hào)的發(fā)射。

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