郭 捷，胡鵬飛，周月賓，林志勇

（1.國(guó)網(wǎng)河北省電力公司電力科學(xué)研究院，河北 石家莊 050021；2.浙江大學(xué) 電氣工程學(xué)院，浙江 杭州 310027）

0 引言

模塊化多電平換流器MMC（Modular Multilevel Converter）作為一種新型電壓源型換流器VSC（Voltage Source Converter），已經(jīng)在以柔性直流輸電為典型應(yīng)用的中高壓領(lǐng)域展現(xiàn)出明顯優(yōu)勢(shì)。文獻(xiàn)[1-4]較早地提出了MMC的基本原理，文獻(xiàn)[5-6]進(jìn)一步討論了其控制策略，文獻(xiàn)[7]擴(kuò)展了它在AC／AC換流器方面的應(yīng)用領(lǐng)域，文獻(xiàn)[8]提出了適用于中壓領(lǐng)域的PWM方法。MMC在基于VSC的高壓直流輸電系統(tǒng)中的實(shí)際應(yīng)用包括西門(mén)子公司在美國(guó)舊金山建立的Trans Bay Cable工程[9]和中國(guó)電力科學(xué)研究院在上海建立的南匯風(fēng)電場(chǎng)柔性直流輸電示范工程[10-11]等。 MMC 具有以下優(yōu)點(diǎn)[1-4，8-13]：與傳統(tǒng)VSC相比，通過(guò)子模塊串聯(lián)提高換流器額定電壓，實(shí)現(xiàn)難度低于前者的通過(guò)大量開(kāi)關(guān)器件串聯(lián)；換流器電平數(shù)可達(dá)到很多，在開(kāi)關(guān)器件開(kāi)關(guān)頻率很低時(shí)也可實(shí)現(xiàn)較小的輸出波形畸變；模塊化設(shè)計(jì)提高了子模塊冗余度，取消了正負(fù)極間的直流電容，而是把它分散在各子模塊中，提高了換流器的可靠性和可維護(hù)性。但是，MMC也存在運(yùn)行時(shí)換流器損耗較大、控制系統(tǒng)復(fù)雜、直流側(cè)故障承受能力較低等缺點(diǎn)[14-16]。

在MMC的基礎(chǔ)上，文獻(xiàn)[15]提出的橋臂交替導(dǎo)通型多電平換流器A2MC（Alternate-Arm Multilevel Converter）的主要優(yōu)點(diǎn)在于：橋臂與換流器電壓同步交替導(dǎo)通，電壓正半周由上橋臂形成，電壓負(fù)半周由下橋臂形成，形成電壓波形所需的子模塊大為減少，降低了換流器損耗；發(fā)生直流側(cè)短路故障時(shí)，在同相上下橋臂間并沒(méi)有直接的故障電流通路，有利于故障電流的抑制[15-16]。A2MC的提出拓展了MMC的拓?fù)湫问剑貏e是在經(jīng)濟(jì)性和可靠性要求較高的高壓直流輸電領(lǐng)域具有重要的實(shí)際意義。但在A2MC拓?fù)渲?，橋臂上的換向開(kāi)關(guān)由IGBT串聯(lián)而成，且在運(yùn)行時(shí)需要承受直流全壓，這就需要大量IGBT串聯(lián)來(lái)提高換向開(kāi)關(guān)的耐壓，從而重新引入了傳統(tǒng)VSC中IGBT串聯(lián)困難的缺點(diǎn)，其進(jìn)一步應(yīng)用可能受到限制。

如果使用晶閘管代替IGBT作為換向開(kāi)關(guān)，其優(yōu)點(diǎn)在于：晶閘管的串聯(lián)難度遠(yuǎn)小于IGBT，對(duì)均壓電路的要求較低，易于實(shí)現(xiàn)；晶閘管的耐壓高于IGBT，在同樣耐壓水平下，可以使用較少量的晶閘管；晶閘管成本遠(yuǎn)低于同等耐壓水平和功率的IGBT。但晶閘管是一種半控型電力電子器件，如果直接使用晶閘管而不改進(jìn)換流器的控制策略，則橋臂只有在交流電流落后交流電壓的情況下才能成功關(guān)斷，即換流器無(wú)法向系統(tǒng)提供無(wú)功。為了保證換流器具有有功、無(wú)功四象限運(yùn)行的能力，換向時(shí)需要外部控制策略配合強(qiáng)制關(guān)斷。

本文給出的方法使用串聯(lián)晶閘管代替IGBT作為換向開(kāi)關(guān)，并通過(guò)與之相適應(yīng)的控制策略實(shí)現(xiàn)晶閘管的強(qiáng)制關(guān)斷，從而在具有降低損耗和故障電流抑制能力等優(yōu)點(diǎn)的前提下，降低了A2MC的成本和實(shí)現(xiàn)難度。

1 晶閘管換向方法的基本原理

1.1 主電路基本結(jié)構(gòu)

主電路基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。其主電路為三相橋式結(jié)構(gòu)，共有6個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂均由子模塊組、緩沖電抗和換向開(kāi)關(guān)串聯(lián)組成。其中，子模塊組由單相全H橋子模塊串聯(lián)而成，每個(gè)子模塊內(nèi)含2個(gè)帶有反并聯(lián)二極管的IGBT和1個(gè)直流電容；緩沖電抗起到對(duì)橋臂電流進(jìn)行緩沖的作用；換向開(kāi)關(guān)由帶有反并聯(lián)二極管的晶閘管串聯(lián)而成。通過(guò)合理安排子模塊和換向開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)，MMC就可以實(shí)現(xiàn)多電平的VSC功能。

圖1 晶閘管換向時(shí)主電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Main circuit for thyristor-switch strategy

1.2 基本原理

根據(jù)MMC的基本原理[1-4]可知，通過(guò)實(shí)施合理的調(diào)制控制策略，子模塊組可以輸出參考電壓所期望的輸出電壓波形，并維持子模塊電容間的電壓平衡。具體的控制方法在第2節(jié)詳細(xì)介紹。

根據(jù)橋臂交替導(dǎo)通[15]的原理，以A相為例，交流輸出參考波0°～180°范圍內(nèi)，上橋臂的換向開(kāi)關(guān)導(dǎo)通、下橋臂的換向開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)（如圖2（a）所示），上橋臂子模塊組輸出電壓uAP為：

其中，Udc為直流側(cè)電壓；uref_A為A相交流輸出的參考電壓。

交流輸出參考波180°～360°范圍內(nèi)，上橋臂的換向開(kāi)關(guān)關(guān)斷、下橋臂的換向開(kāi)關(guān)開(kāi)通時(shí)（如圖2（b）所示），下橋臂子模塊組輸出電壓uAN為：

通過(guò)換向開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)與相應(yīng)橋臂上子模塊組的輸出電壓相配合，可以在該相交流輸出端得到所需的正弦交流輸出電壓。

傳統(tǒng)的A2MC，換向開(kāi)關(guān)是由一組IGBT串聯(lián)而成的[15]，它的狀態(tài)是通過(guò)驅(qū)動(dòng)IGBT的柵極實(shí)現(xiàn)的。本文給出的方法中，換向開(kāi)關(guān)由一組晶閘管串聯(lián)而成。根據(jù)晶閘管的關(guān)斷特性可知，晶閘管在門(mén)極觸發(fā)信號(hào)消失后，需等待流過(guò)晶閘管的電流過(guò)零并在管子兩端加反壓后才能可靠關(guān)斷。所以，對(duì)于給出的方法除了驅(qū)動(dòng)晶閘管門(mén)極外，還需子模塊組與之配合強(qiáng)制晶閘管電流過(guò)零，以實(shí)現(xiàn)上述的橋臂交替導(dǎo)通。

圖2 橋臂交替導(dǎo)通原理Fig.2 Principle of alternate arm conducting

1.3 交直流側(cè)電流關(guān)系及運(yùn)行限制條件

A2MC為VSC，橋臂的交替過(guò)程及順序由交流參考電壓決定。理想情況下，交直流兩側(cè)的電流與交流電壓之間的相位關(guān)系如圖3所示；根據(jù)電流的對(duì)應(yīng)關(guān)系可以把交流電壓的一個(gè)周期劃分為6個(gè)階段，每階段開(kāi)通的橋臂與電流的對(duì)應(yīng)關(guān)系如表1所示。

圖3 交直流兩側(cè)的電流與交流電壓相位關(guān)系Fig.3 Phase relationship between iABC／idcand uABC

表1 開(kāi)通的橋臂與電流的對(duì)應(yīng)關(guān)系Table 1 Relationship between idcand on-state arm

根據(jù)圖3和表1的對(duì)應(yīng)關(guān)系，可以計(jì)算出每一個(gè)階段的平均直流電流Idc_1，它們均與1個(gè)工頻周期內(nèi)的平均電流Idc相等，為計(jì)算方便，以階段2為例，有：

其中，Iac為交流電流有效值；cosφ為功率因數(shù)。還可以進(jìn)一步求出直流側(cè)的穩(wěn)態(tài)功率：

交流側(cè)三相穩(wěn)態(tài)功率Pac可表示為：

其中，Uac為交流相電壓有效值。

換流器在運(yùn)行時(shí)，應(yīng)滿足交流側(cè)與直流側(cè)穩(wěn)態(tài)功率相等的原則，從而保證子模塊直流電容電壓平均值穩(wěn)定，不會(huì)出現(xiàn)過(guò)高或過(guò)低的失控狀態(tài)。根據(jù)此原則，聯(lián)立式（4）和（5）可以做如下推導(dǎo)：

式（6）描述了A2MC交、直流側(cè)電壓的關(guān)系，在進(jìn)行系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)基本滿足這一關(guān)系。但是為了使額定直流電壓取值方便，Udc可在較小的范圍內(nèi)與該理論值存在一定偏差，這一偏差會(huì)體現(xiàn)在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的子模塊平均電壓上。由式（6）可以看出該換流器直流電壓利用率高于傳統(tǒng)VSC。

2 換流器控制策略

2.1 換向開(kāi)關(guān)的控制策略

如前文所述，晶閘管串聯(lián)而成的換向開(kāi)關(guān)不能僅通過(guò)控制門(mén)極信號(hào)而實(shí)現(xiàn)自關(guān)斷，需要強(qiáng)制關(guān)斷。換向開(kāi)關(guān)控制策略需要滿足以下原則：盡量不添加或少添加額外輔助強(qiáng)制關(guān)斷電路，降低換流器拓?fù)涞膹?fù)雜性；強(qiáng)制關(guān)斷所需電流應(yīng)由換流器內(nèi)部提供，不應(yīng)由交流側(cè)提供，以免造成交流側(cè)輸出電流嚴(yán)重畸變；關(guān)斷過(guò)程盡量迅速，減小對(duì)交流電壓輸出波形的影響。

圖4 上、下橋臂輸出電壓與門(mén)極信號(hào)配合情況Fig.4 Coorperation between output voltage and gate signal of upper／lower arm

圖4中GAP為A相上橋臂換向開(kāi)關(guān)門(mén)極信號(hào)，GAN為下橋臂門(mén)極信號(hào)。其中，圖4（a）所示的是前述通過(guò)自關(guān)斷器件作為換向開(kāi)關(guān)時(shí)上下橋臂子模塊組的輸出電壓和換向開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的配合情況；圖4（b）所示的是采用晶閘管作為換向開(kāi)關(guān)時(shí)上下橋臂子模塊組的輸出電壓和換向開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的配合情況。具體做法是：當(dāng)換向開(kāi)關(guān)門(mén)極信號(hào)發(fā)生變化時(shí)，并不像圖4（a）中所示的立即改變所對(duì)應(yīng)子模塊組的輸出電壓，而是繼續(xù)保持門(mén)極信號(hào)改變前的輸出電壓一段時(shí)間tf（如圖4（b）中箭頭所指部分所示）。 此時(shí)，加在待關(guān)斷換向開(kāi)關(guān)上的電壓為負(fù)，流過(guò)晶閘管的正向電流下降過(guò)零，由于此前該換向開(kāi)關(guān)上的門(mén)極信號(hào)已經(jīng)為關(guān)斷，晶閘管將關(guān)斷；待開(kāi)通晶閘管上所加電壓開(kāi)始變?yōu)檎?，由于此前該換向開(kāi)關(guān)上的門(mén)極信號(hào)已經(jīng)為開(kāi)通，晶閘管將開(kāi)通。把上述由反壓產(chǎn)生的電流設(shè)為if，則存在如下等式：

其中，Ls為橋臂緩沖電抗器。由于tf通常很小，且if初值為0，則存在近似等式：

在設(shè)計(jì)換向開(kāi)關(guān)控制策略時(shí)，應(yīng)保證下式成立：

其中，If_max為換向開(kāi)始時(shí)開(kāi)關(guān)內(nèi)出現(xiàn)的最大正向電流。

在滿足這一設(shè)計(jì)原則的前提下，在控制器設(shè)計(jì)時(shí)可實(shí)時(shí)檢測(cè)橋臂電流，若換向時(shí)橋臂電流為正（即晶閘管內(nèi)正向）則保持待關(guān)斷橋臂的子模塊組繼續(xù)輸出參考電壓，直到橋臂電流反向。圖5給出了一種可能的換向開(kāi)關(guān)控制實(shí)例邏輯框圖。圖中tf分為tf1、tf2和tf33個(gè)階段，除了tf2作為等待電流下降的時(shí)間外，tf1的作用是防止電流過(guò)零時(shí)判定結(jié)果發(fā)生抖動(dòng)（典型值為數(shù)百微秒），tf3的作用是在已關(guān)斷的晶閘管兩端保持反壓一段時(shí)間（典型值為數(shù)百微秒）。

圖5 換向開(kāi)關(guān)控制實(shí)例Fig.5 Example of changeover switch control strategy

2.2 子模塊控制策略

模塊化多電平的子模塊控制策略，即調(diào)制策略，主要分為PWM和最近電平調(diào)制（NLM）兩大類。前者可以是載波移相PWM，也可以是SVPWM，其特點(diǎn)是在子模塊較少的情況下仍可以獲得滿意的波形，畸變率低，但開(kāi)關(guān)頻率較高；后者把正弦波轉(zhuǎn)化成階梯波，通過(guò)選擇性投切達(dá)到子模塊均壓的目的，其特點(diǎn)是在子模塊較多的情況下可以獲得滿意波形且開(kāi)關(guān)頻率很低。所以，在已有工程和文獻(xiàn)中，NLM方法應(yīng)用于高電壓、大功率的高壓直流輸電領(lǐng)域。

不同于傳統(tǒng)MMC所使用的半H橋子模塊，A2MC采用全H橋子模塊。其主要特性區(qū)別在于，全H橋子模塊除了可以產(chǎn)生正電平和零電平外，還可以產(chǎn)生負(fù)電平。這一特性產(chǎn)生的影響是：子模塊組不僅可以輸出正電壓波形，亦可輸出負(fù)電壓波形，直流電壓利用率有所提高；進(jìn)行子模塊排序時(shí)，在保證交流輸出波形的前提下，橋臂電流為任意方向時(shí)，均可以實(shí)現(xiàn)子模塊的充電或放電，使子模塊均壓控制更容易進(jìn)行。

子模塊控制的基本單位是位于每一橋臂上的子模塊組。設(shè)每組子模塊個(gè)數(shù)為M，其中冗余子模塊（為了提高可靠性而熱備用的子模塊）個(gè)數(shù)為Mred，子模塊直流電容額定電壓為UC，則子模塊組輸出電壓uAP的范圍（以A相上橋臂為例）是：

由式（1）可以進(jìn)一步得到，對(duì)于該子模塊組應(yīng)投入的子模塊數(shù)，存在：

其中，NINT[]函數(shù)表示最近取整函數(shù)。若NAP為正，說(shuō)明此時(shí)子模塊組應(yīng)有個(gè)子模塊輸出正電平，其余子模塊輸出零電平或正負(fù)電平成對(duì)輸出；若NAP為負(fù)，說(shuō)明此時(shí)子模塊組應(yīng)有個(gè)子模塊輸出負(fù)電平，其余子模塊輸出零電平或正負(fù)電平成對(duì)輸出。這里所述的正負(fù)電平成對(duì)輸出表示有一對(duì)子模塊，其中一個(gè)輸出正電平，另一個(gè)輸出負(fù)電平，二者電平之和為零。具體控制哪一個(gè)子模塊輸出所需電平，應(yīng)由橋臂電流方向決定。

為了更清晰地描述子模塊控制策略，下面給出一種可能的子模塊控制實(shí)例框圖（以A相上橋臂為例），如圖6所示。設(shè)橋臂電流iAP的正方向?yàn)閺淖幽K組的正極流入，Ncou的定義如下：

其中，MIN[]為取最小值函數(shù)；NCMAX為投入個(gè)子模塊后余下子模塊中電壓大于UC+Ucon的子模塊數(shù)；NCMIN為投入個(gè)子模塊后余下子模塊中電壓小于UC-Ucon的子模塊數(shù)；Ucon為預(yù)先設(shè)定的子模塊零輸出的閾值。取最小值的作用在于保證子模塊正負(fù)電平成對(duì)出現(xiàn)，設(shè)置閾值的作用在于控制電壓本身已經(jīng)非常接近額定值的子模塊不參與充放電。

3 仿真驗(yàn)證

3.1 系統(tǒng)參數(shù)

為了驗(yàn)證A2MC的晶閘管換向方法，在PSCAD／EMTDC平臺(tái)搭建了三相35kV的240子模塊換流器的計(jì)算機(jī)仿真模型。模型交流側(cè)通過(guò)三相電抗器接入無(wú)窮大系統(tǒng)，直流側(cè)接入理想直流電壓源。控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖7所示。主電路參數(shù)及控制系統(tǒng)參數(shù)如下：Uac=35kV，Udc=±22.5 kV，UC=1 kV，Ucon=0.1 kV，C=3000 μF，Ls=3 mH，換流器交流電抗的電感值Lac=15 mH，換流器交流電抗的阻值Rac=0.24 Ω，M=40，PI控制器參數(shù) K1=13.2 V／A、K2=2.64×103V／（A·S）、K3=13.2 V／A、K4=2.64×103V／（A·S）。

圖6 子模塊控制實(shí)例Fig.6 Example of submodule control strategy

圖7 換流器控制實(shí)例Fig.7 Example of converter control strategy

3.2 仿真結(jié)果

圖8為換流器向交流系統(tǒng)輸出有功20MW、無(wú)功10 Mvar時(shí)0.1 s的換向過(guò)程仿真波形。換流器啟動(dòng)后經(jīng)約0.03 s的過(guò)渡過(guò)程達(dá)到穩(wěn)態(tài)。可得如下結(jié)論。

a.uac為換流器輸出交流電壓，iac為注入換流器的交流電流，穩(wěn)態(tài)電流總畸變率小于3%。

b.ithy_P（實(shí)線）和 ithy_N（虛線）分別為 A 相上、下橋臂換向開(kāi)關(guān)內(nèi)流過(guò)的電流波形，uthy_P（實(shí)線）和uthy_N（虛線）分別為A相上、下橋臂換向開(kāi)關(guān)兩端的電壓波形，2組波形體現(xiàn)了換向開(kāi)關(guān)的換相過(guò)程。以第0.5s出現(xiàn)的換向過(guò)程為例，此時(shí)刻下橋臂開(kāi)始導(dǎo)通，ithy_P和ithy_N迅速下降，其中ithy_N經(jīng)由下橋臂換向開(kāi)關(guān)的反并聯(lián)二極管流通；經(jīng)過(guò)約1～2 ms后，ithy_P過(guò)零，上橋臂晶閘管強(qiáng)制關(guān)斷，uthy_P因恢復(fù)阻斷而上升，電流iac轉(zhuǎn)而由ithy_N提供，上下橋臂交替成功。

圖8 換向過(guò)程仿真結(jié)果（0.1 s）Fig.8 Simulative results of switching process（0.1 s）

c.idc為直流側(cè)注入換流器的電流，為了清晰體現(xiàn)換向過(guò)程對(duì)直流電流的影響，仿真中直流側(cè)為理想電源未加濾波[15]。直流電流包括直流分量、6脈波動(dòng)分量和高頻分量，其中6脈波動(dòng)分量由于橋臂交替導(dǎo)通產(chǎn)生，高頻分量由于晶閘管強(qiáng)迫關(guān)斷和子模塊電壓平衡控制造成。實(shí)際中由于直流側(cè)阻抗和直流線路電容（特別是直流電纜線路）的影響，直流電流波動(dòng)會(huì)有一定程度的改善。

d.uAP為A相上橋臂輸出電壓，GAP為A相上橋臂門(mén)極信號(hào)，顯示出通過(guò)生成參考電壓時(shí)的時(shí)間延遲進(jìn)行了強(qiáng)迫關(guān)斷。

換向過(guò)程仿真結(jié)果驗(yàn)證了A2MC的晶閘管換向方法的基本原理、換向開(kāi)關(guān)控制策略和子模塊控制策略，證明了使用晶閘管代替A2MC中的IGBT作為換向開(kāi)關(guān)是可行的。

圖9所示為換流器有功、無(wú)功給定值階躍變化時(shí)的仿真波形，可得如下結(jié)論。

a.P和Q實(shí)線波形分別為換流器輸出到交流系統(tǒng)的有功和無(wú)功功率，虛線波形為其所對(duì)應(yīng)的有功、無(wú)功給定值。0 s時(shí)，有功給定值階躍為15 MW，無(wú)功給定值階躍為5 Mvar，在經(jīng)歷約0.1 s的調(diào)節(jié)過(guò)程后，有功、無(wú)功均達(dá)到并穩(wěn)定在給定值；0.25 s時(shí)，無(wú)功給定值階躍到-5 Mvar，在經(jīng)歷約0.05 s調(diào)節(jié)過(guò)程后，無(wú)功達(dá)到并穩(wěn)定在給定值；0.5 s時(shí)，有功給定值階躍為-15 MW，無(wú)功給定值階躍為5 Mvar，在經(jīng)歷約0.1 s的調(diào)節(jié)過(guò)程后，有功、無(wú)功均達(dá)到并穩(wěn)定在給定值；0.75 s時(shí)，無(wú)功給定值階躍到-5 Mvar，在經(jīng)歷約0.05 s的調(diào)節(jié)過(guò)程后，無(wú)功達(dá)到并穩(wěn)定在給定值。

圖9 功率階躍仿真結(jié)果（1 s）Fig.9 Simulative results of power step change（1 s）

b.uLs為強(qiáng)制關(guān)斷在橋臂電抗Ls上產(chǎn)生的尖峰電壓，可以限制在-4～3 kV的范圍內(nèi)；uSM為A相子模塊電壓，波動(dòng)范圍約為±10%，子模塊電壓波動(dòng)主要是子模塊選擇性投切造成的，可以通過(guò)合理選擇橋臂緩沖電抗、子模塊電容參數(shù)加以改善。

功率階躍仿真結(jié)果驗(yàn)證了：在控制系統(tǒng)的調(diào)節(jié)下，換流器可以穩(wěn)定運(yùn)行在有功、無(wú)功的4個(gè)象限，實(shí)現(xiàn)有功、無(wú)功的雙向可控；系統(tǒng)可以對(duì)給定值階躍做出迅速響應(yīng)，并在此過(guò)程中保持橋臂電抗尖峰電壓和子模塊電壓波動(dòng)均處在合理水平。

4 結(jié)論

a.給出了A2MC的晶閘管換向方法。盡管采用了橋臂交替導(dǎo)通的運(yùn)行方式，但與傳統(tǒng)A2MC不同的是換向開(kāi)關(guān)采用了串聯(lián)晶閘管，并通過(guò)強(qiáng)制關(guān)斷策略，在保證A2MC運(yùn)行特性不變的前提下，降低了成本和開(kāi)關(guān)器件均壓難度。

b.針對(duì)晶閘管換向開(kāi)關(guān)的換向要求，給出了適用于所提出換向方法的控制策略。通過(guò)橋臂上的子模塊組電壓輸出與晶閘管的門(mén)極信號(hào)控制相配合，對(duì)換向開(kāi)關(guān)進(jìn)行強(qiáng)制關(guān)斷。

c.建立三相35 kV的240子模塊換流器的計(jì)算機(jī)仿真模型，驗(yàn)證了晶閘管換向方法的基本工作原理，證明了理論分析和控制策略的可行性。