王強(qiáng)， 劉巖松， 陳祥雪， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學(xué)信息與控制工程學(xué)院，遼寧撫順113001)

雙向開關(guān)輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器

王強(qiáng)， 劉巖松， 陳祥雪， 王天施， 劉曉琴

(遼寧石油化工大學(xué)信息與控制工程學(xué)院，遼寧撫順113001)

為提高逆變器的效率，提出一種新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。直流環(huán)節(jié)電壓可以周期性下降到零，使逆變器的主開關(guān)完成零電壓切換，同時(shí)輔助開關(guān)也實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)或零電流開關(guān)。此外，輔助諧振電路中有2個(gè)輔助開關(guān)相串聯(lián)，構(gòu)成了雙向開關(guān)?？刂圃撾p向開關(guān)的通斷可以調(diào)節(jié)逆變器直流環(huán)節(jié)的零電壓持續(xù)時(shí)間，以方便應(yīng)用各種靈活的脈寬調(diào)制策略。依據(jù)不同工作模式下的等效電路圖，分析電路的工作原理，給出設(shè)計(jì)規(guī)則，建立輔助諧振電路中各器件的功率損耗和分壓電容的電壓變化量的數(shù)學(xué)模型。制作了1臺(tái)功率為3kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明逆變器的主開關(guān)和輔助開關(guān)都實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)。因此該軟開關(guān)逆變器可以有效降低開關(guān)損耗。

逆變器;諧振;軟開關(guān);雙向開關(guān);零電壓

0 引 言

隨著電力電子裝置的普及應(yīng)用和電力電子技術(shù)的發(fā)展，高功率密度、高效率和高性能成為電力電子裝置的主要需求。為實(shí)現(xiàn)這個(gè)目標(biāo)，功率變換器必須運(yùn)行在更高的頻率，但高頻化將降低系統(tǒng)效率和變換器的電磁兼容水平［1］。此外，開關(guān)損耗變大將使散熱器重量及體積增加，阻礙變換器功率密度的提高。

并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器作為有效的解決途徑，已產(chǎn)生了多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，但是這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仍然需要進(jìn)一步完善。例如文獻(xiàn)［2］提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在諧振電感和電容參數(shù)確定以后，直流環(huán)節(jié)零電壓持續(xù)時(shí)間是固定值，不能根據(jù)實(shí)際需要隨時(shí)調(diào)整;文獻(xiàn)［3-9］提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)因?yàn)闆]有輔助開關(guān)來控制反向諧振電流，所以諧振電流下降到零以后會(huì)立即反向，在正反向電感電流閾值確定以后，零電壓持續(xù)時(shí)間無法通過輔助開關(guān)來調(diào)節(jié)。如果不能通過輔助開關(guān)來調(diào)節(jié)逆變器直流環(huán)節(jié)的零電壓持續(xù)時(shí)間，那么將難以應(yīng)用各種靈活的脈寬調(diào)制(pulse width modulation，PWM)策略。

本文提出了一種雙向開關(guān)輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與相關(guān)文獻(xiàn)提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，其顯著特點(diǎn)是輔助諧振電路中有2個(gè)輔助開關(guān)器件串聯(lián)在一起構(gòu)成了雙向輔助開關(guān)，通過控制該雙向輔助開關(guān)既可以調(diào)節(jié)直流環(huán)節(jié)電壓的下降時(shí)刻，也可以調(diào)節(jié)直流環(huán)節(jié)電壓的上升時(shí)刻，這樣就得到了可調(diào)節(jié)的零電壓持續(xù)時(shí)間，便于應(yīng)用各種靈活的脈寬調(diào)制策略和改善直流電壓利用率。文中分析了在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電路各個(gè)工作模式，給出了逆變器的軟開關(guān)設(shè)計(jì)規(guī)則，并建立了輔助諧振電路損耗和分壓電容的電壓偏差量的數(shù)學(xué)模型，分析了分壓電容的電壓偏差量與諧振參數(shù)和諧振電流閾值之間的變化關(guān)系。最后制作了1臺(tái)功率3 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證本文提出的基于雙向開關(guān)輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的有效性。

1 電路結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 電路結(jié)構(gòu)

新電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，由直流電源，輔助諧振電路，PWM逆變器和和三相阻感性負(fù)載組成。輔助電路包括電解電容C1和C2，輔助開關(guān)器件Sa1、Sa2、Sa3，及其反并聯(lián)二極管Da1、Da2、Da3和諧振電感Lr，其中Sa2和Da3及Sa3和Da2組成了雙向開關(guān)，來控制正反向諧振電流。在參數(shù)值方面，C1= C2，Ra=Rb=Rc，La=Lb=Lc。PWM逆變器橋臂上的主開關(guān)器件都并聯(lián)了緩沖電容Cs，輔助諧振電路為PWM逆變器開關(guān)器件提供零電壓開關(guān)條件。為簡(jiǎn)化分析，做如下假設(shè):1)器件均為理想工作狀態(tài); 2)負(fù)載電感遠(yuǎn)大于諧振電感，逆變橋開關(guān)狀態(tài)過渡瞬間的負(fù)載電流可以認(rèn)為是恒流源I0;3)逆變器的6個(gè)主開關(guān)器件等效為Sinv，主開關(guān)器件反并聯(lián)的續(xù)流二極管等效為Dinv;4)逆變器的6個(gè)緩沖電容Cs等效為Cr，取Cr=3Cs，這是因?yàn)槟孀兤鞲鳂虮凵舷氯我庖环降拈_關(guān)器件接通時(shí)，都使與其并聯(lián)的電容Cs短路，正常工作時(shí)3個(gè)橋臂上的電容相當(dāng)于3個(gè)電容并聯(lián);5)C1和C2的電容值比Cr大很多，可以認(rèn)為C1和C2是電壓源。圖1所示的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可等效為如圖2所示的電路，Sinv，Dinv和I0組成了PWM逆變器的等效電路。作為初始條件，設(shè)分壓電容C1和C2的電壓滿足Uc1=Uc2=E/2。負(fù)荷電流I0以圖2所示方向流過，各部分的電流電壓都以圖2所示的方向?yàn)檎?/p>

圖1 雙向開關(guān)輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器主電路Fig.1 Main circuit of parallel resonant DC link inverter w ith a bidirectional sw itch-assisted commutation

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

1.2 工作原理

在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，本電路劃分為9個(gè)工作模式，電路的特征工作波形如圖3所示，各工作模式的等效電路如圖4所示，該電路中含有2個(gè)換能元件Cr和Lr，整個(gè)系統(tǒng)用狀態(tài)變量ucr、iLr表征。選用電感電流iLr與電壓狀態(tài)變量ucr組合，形成1個(gè)相平面來分析整個(gè)電路。以模式1為初始狀態(tài)，電路的工作過程為

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

模式1(t～t0):初始狀態(tài)，電源通過輔助開關(guān)Sa1向負(fù)載傳輸電能，電路工作在穩(wěn)態(tài)。此時(shí)，uCr= E，iLr=0。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為一點(diǎn)，如相平面圖5所示。本模式持續(xù)時(shí)間為T1。

模式2(t0～t1):在t0時(shí)刻，關(guān)斷Sa2，同時(shí)開通Sa3，因?yàn)樵陉P(guān)斷Sa2之前，流過Sa2的電流已經(jīng)等于零，所以Sa2實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷;在Lr的作用下，降低了流過Sa3電流的上升率，所以Sa3實(shí)現(xiàn)了零電流開通。開通Sa3以后，Lr承受的電壓值為E/2，Lr被充電，iLr線性增大，在t1時(shí)刻，當(dāng)iLr線性增大到Ib1時(shí)，模式2結(jié)束。Sa3開通瞬間的電流上升率為

本模式的持續(xù)時(shí)間為

模式3(t1～t2):在t1時(shí)刻，關(guān)斷Sa1，在電容Cr的作用下，降低了Sa1關(guān)斷瞬間端電壓的上升率，所以Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。Sa1關(guān)斷以后，Lr和Cr開始諧振，Lr被充電，Cr放電。iLr逐漸增大，uCr逐漸減小。當(dāng)uCr減小到E/2時(shí)，iLr增加到最大值Ip1，然后Lr開始放電，iLr開始減小，uCr繼續(xù)減小，在t2時(shí)刻，當(dāng)iLr減小到Ib1，uCr減小到零時(shí)，模式3結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為相平面圖5中t1～t2段。該模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程為

將uCr=E/2代入到式(3)中，可以得到iLr的正向最大值Ip1為

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

本模式中，iLr和uCr的 表達(dá)式分別為

Sa1關(guān)斷瞬間的電壓變化率為

本模式的持續(xù)時(shí)間為

模式4(t2～t3):在t2時(shí)刻，二極管Dinv開始導(dǎo)通，負(fù)載電流I0通過Dinv續(xù)流。Da2，Sa3，Lr，C2和Dinv構(gòu)成回路，Lr向C2回饋電能，iLr開始從電流值Ib1線性減小，當(dāng)線性減小到零時(shí)，模式4結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為相平面圖中t2～t3段。本模式的持續(xù)時(shí)間T4=T2。

模式5(t3～t4):輔助電路不工作，正向負(fù)載電流I0通過Dinv續(xù)流，逆變器工作于穩(wěn)態(tài)。因?yàn)樵谀Ｊ?和模式5期間內(nèi)，uCr等于零，所以逆變器的主開關(guān)在此期間內(nèi)可以實(shí)現(xiàn)零電壓切換，可以通過控制Sa2的開通來調(diào)節(jié)本模式持續(xù)時(shí)間T5，即直流環(huán)節(jié)的零電壓持續(xù)時(shí)間是可以通過控制輔助開關(guān)來調(diào)節(jié)的。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為一點(diǎn)，如相平面圖所示。

模式6(t4～t5):在t4時(shí)刻，開通Sa2和Sinv，同時(shí)關(guān)斷Sa3，在Lr的作用下，降低了流過Sa2和Sinv電流的上升率，Sa2和Sinv實(shí)現(xiàn)了零電流開通;因?yàn)樵陉P(guān)斷Sa3之前，流過Sa3的電流已經(jīng)等于零，所以Sa3實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。開通Sa2以后，Lr承受的電壓值為E/2，Lr被充電，iLr反向線性增大，在t5時(shí)刻，當(dāng)iLr反向線性增大到Ib2時(shí)，模式6結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為相平面圖中t4～t5段。Sa2和Sinv開通瞬間電流上升率為

模式7(t5～t6):在t5時(shí)刻，關(guān)斷Sinv，在電容Cr的作用下，降低了Sinv關(guān)斷瞬間端電壓的上升率，所以Sinv實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。Sinv關(guān)斷以后，Lr和Cr開始諧振，Lr和Cr被充電，iLr和uCr逐漸增大，當(dāng)uCr增大到E/2時(shí)，iLr反向增加到最大值Ip2，然后Lr開始放電，Cr繼續(xù)被充電，iLr開始減小，uCr繼續(xù)增大。在t6時(shí)刻，當(dāng)iLr反向減小到Ib2，uCr增大到E時(shí)，模式7結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為相平面圖5中t5～t6段。該模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程為

本模式的持續(xù)時(shí)間為

將ucr=E/2代入到式(11)中，可以得到iLr的反向最大值Ip2為

本模式中，iLr和uCr的表達(dá)式分別為本模式的持續(xù)時(shí)間為

模式8(t6～t7):在t6時(shí)刻，uCr增大到E，電流開始流過Da1，uCr被箝位于E，此時(shí)開通Sa1為零電壓開通。然后iLr開始反向線性減小，當(dāng)iLr反向減小到I0時(shí)，Da1自然關(guān)斷，模式8結(jié)束，本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中t6～t7段。本模式的持續(xù)時(shí)間為

模式9(t7～t8):在t7時(shí)刻，電流開始流過Sa1，iLr繼續(xù)反向線性減小，在t8時(shí)刻，當(dāng)iLr減小到零時(shí)，模式9結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為圖5中t7～t8段。本模式的持續(xù)時(shí)間為

然后電路返回模式1，開始下一個(gè)開關(guān)周期的工作。至此，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電路的曲線運(yùn)動(dòng)方程建立完成，可以繪制出相平面上的運(yùn)動(dòng)軌跡，如圖5所示。

圖5 諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的相平面Fig.5 The phase-plane of resonant DC link inverter

1.3 設(shè)計(jì)規(guī)則

1)為保證Sa2和Sa3實(shí)現(xiàn)零電流開通，其開通瞬間的電流變化率應(yīng)不大于器件允許的電流變化率(d i/d t)r，即

2)為保證Sa1實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，其關(guān)斷瞬間的電壓變化率必須小于器件允許的電壓變化率(d u/ d t)r，即

3)為保證逆變器橋臂上的主開關(guān)實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，軟開關(guān)逆變器的主開關(guān)的切換時(shí)刻相比于硬開關(guān)逆變器要滯后時(shí)間Td，使軟開關(guān)逆變器的主開關(guān)在直流母線電壓下降到零以后再開始切換。由圖3可知Td被設(shè)定以后，需要滿足T2+T3≤Td，即

4)為保證Sa1實(shí)現(xiàn)零電壓開通，使Sa1在直流母線電壓上升到E以后再次開通。由圖3可知Sa1在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處于關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)間Toff被設(shè)定以后，需要滿足即

5)為保證Sa3實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，使Sa3在諧振電流iLr下降到零以后完成關(guān)斷。由圖3可知Sa3在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處于開通狀態(tài)的時(shí)間Ton被設(shè)定以后，需要滿足T2+T3+T4≤Ton，即

6)為限制輔助諧振電路損耗，流過諧振電感的最大電流應(yīng)不大于兩倍負(fù)載電流最大值I0max。根據(jù)式(4)和式(12)可以得到

7)為保證逆變器直流環(huán)節(jié)電壓在規(guī)定時(shí)間Tv內(nèi)完成上升和下降，需要滿足T3≤Tv和T7≤Tv，根據(jù)式(8)和式(15)可以得到

8)為避免直流母線零電壓持續(xù)時(shí)間過長而影響到逆變器的直流電壓利用率，需要滿足每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的直流母線零電壓持續(xù)時(shí)間Tz與開關(guān)周期T的比值不大于設(shè)定值A(chǔ)，可以得到

根據(jù)式(21)和式(26)可知，模式5的時(shí)間T5不是任意選取的，T5要滿足式(21)和式(26)，其中A的取值要考慮負(fù)載特性。例如以電機(jī)作為負(fù)載，為改善電機(jī)的運(yùn)行特性，A應(yīng)盡量取較小值。

此外，相比于硬開關(guān)逆變器，該軟開關(guān)逆變器的直流母線電壓的零電壓凹槽會(huì)對(duì)逆變器輸出的電壓和電流波形產(chǎn)生不利影響，使其波形畸變率變大。如果該軟開關(guān)逆變器直接帶電機(jī)運(yùn)行，將會(huì)影響到電機(jī)的運(yùn)行特性。因此，該軟開關(guān)逆變器帶電機(jī)運(yùn)行時(shí)，可以在逆變器的輸出端設(shè)置一個(gè)由電感和電容組成的三相低通濾波器來提高輸出波形的質(zhì)量，再將電機(jī)接在該濾波器上，從而降低直流母線零電壓凹槽對(duì)電機(jī)運(yùn)行特性的不利影響。

為在全負(fù)荷范圍內(nèi)都可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)并符合設(shè)計(jì)規(guī)則，當(dāng)負(fù)載電流I0取最大值時(shí)，參數(shù)值Lr、Cr、Ib1和Ib2的選取應(yīng)滿足式(18)～式(26)。

1.4 輔助電路各器件功率損耗理論分析

逆變橋上的功率開關(guān)器件為零電壓開關(guān)，開關(guān)損耗為零;Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓開通和零電壓關(guān)斷，開關(guān)損耗為零;Sa2和Sa3實(shí)現(xiàn)了零電流開通和零電流關(guān)斷，開關(guān)損耗為零。但是Sa1，Sa2和Sa3及其反并聯(lián)二極管Da1，Da2和Da3存在通態(tài)損耗。理想狀態(tài)下，因?yàn)長r和Cr的電阻很小，Lr和Cr功耗可以近似為零。設(shè)輔助開關(guān)器件通態(tài)壓降為VcE，其反并聯(lián)二極管通態(tài)壓降為VEc，開關(guān)頻率為fc。根據(jù)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的各工作模式的理論分析，采用分段積分法可以得到輔助電路各器件的功率損耗數(shù)學(xué)模型。

輔助開關(guān)Sa1及其反并聯(lián)二極管Da1的通態(tài)功耗PSa1和PDa1可表示如下:

輔助開關(guān)Sa2及其反并聯(lián)二極管Da2的通態(tài)功耗PSa2和PDa2可表示如下:

輔助開關(guān)Sa3及其反并聯(lián)二極管Da3的通態(tài)功耗PSa3和PDa3可表示如下:

1.5 分壓電容C1和C2電壓偏差量的理論分析

在實(shí)際應(yīng)用中，直流母線間串聯(lián)的兩個(gè)分壓電容很難實(shí)現(xiàn)均壓，如果分壓電容的電壓偏差明顯，會(huì)影響輔助諧振電路的正常工作，影響直流母線零電壓凹槽的形成，逆變器的各個(gè)主開關(guān)也就不能實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，導(dǎo)致逆變器的效率無法得到提高。結(jié)合各個(gè)工作模式分析，下面對(duì)一個(gè)開關(guān)周期中的Uc1、Uc2的變化進(jìn)行理論分析。其中設(shè)n為工作模式的序號(hào)，C1和C2的電容值相等，ΔUc1n和ΔUc2n表示在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，第n個(gè)工作模式中的分壓電容C1和C2的電壓偏差量。

模式1(t～t0):如圖4(a)所示，在該模式中C1和C2的初始電壓為E/2，它們同時(shí)對(duì)外放電，放電電流為I0，放電時(shí)間為T1，UC1和UC2同時(shí)減小。在本模式中，電壓變化量為

模式2(t0～t1):如圖4(b)所示，C1放電，C2被充電，UC1減小，UC2增加。在本模式中，電壓變化量為

模式3(t1～t2):如圖4(c)所示，C2被充電，充電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2增加，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為

模式4(t2～t3):如圖4(d)所示，C2繼續(xù)被充電，充電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2增加，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為

模式5(t3～t4):如圖4(e)所示，流過C1和C2的電流等于零，C1和C2既不被充電也不放電，UC1和UC2不變。在本模式中，電壓變化量為

模式6(t4～t5):如圖4(f)所示，C2放電，放電電流為iLr，沒有電流流過C1。Uc2減小，Uc1不變。在本模式中，電壓變化量為

模式7(t5～t6):如圖4(g)所示，C2繼續(xù)放電，放電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2減小，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為

模式8(t6～t7):如圖4(h)所示，C1被充電，C2放電，UC1增加，UC2減小。在本模式中，電壓變化量為

模式9(t7～t8):如圖4(i)所示，C1和C2都放電，UC1和UC2同時(shí)減小。在本模式中，電壓變化量為根據(jù)以上分析，可以得出在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，分壓電容C1和C2的電壓偏差量分別為

為限制分壓電容的電壓偏差，需要滿足

其中B為允許的電壓偏差比率。根據(jù)式(50)至式(53)可知分壓電容值C1和C2越大，電壓偏差比率越小，分壓效果就越好。因此選取的分壓電容值C1和C2需要滿足式(52)和式(53)。

接下來用ΔUC1和ΔUC2分別對(duì)Lr，Ib1和Ib2求偏導(dǎo)，來研究Lr，Ib1和Ib1的變化對(duì)電壓偏差量的影響。

由式(54)可知當(dāng)Ib2-Ib1＞2I0時(shí)，隨著電感值Lr的增大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C1電壓偏差量增大;當(dāng)Ib2-Ib1=2I0時(shí)，C1電壓偏差量的變化與Lr的變化無關(guān);當(dāng)Ib2-Ib1＜2I0時(shí)，隨著電感值Lr的增大，C1電壓偏差量減小。

由式(55)可知隨著Ib1的增大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C1的電壓偏差量減小。

如圖3所示，Ib2＞I0，所以

所以由式(56)可知隨著Ib2的增大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C1的電壓偏差量增大。因此，在滿足設(shè)計(jì)規(guī)則前提下，電流設(shè)定值Ib2應(yīng)盡可能取較小值。

由式(57)可知當(dāng)Ib2-Ib1＜2I0時(shí)，隨著電感值Lr的增大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C2電壓偏差量增大;當(dāng)Ib2-Ib1=2I0時(shí)，C2的電壓偏差量變化與Lr的變化無關(guān);當(dāng)Ib2-Ib1＞2I0時(shí)，隨著電感值Lr的增大，C2電壓偏差量減小。

由式(58)可知隨著Ib1的增大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C2的電壓偏差量增大。

如圖3所示，Ib2＞I0，所以

由式(59)可知隨著Ib2的增大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C2的電壓偏差量減小。因此，在滿足設(shè)計(jì)規(guī)則前提下，電流設(shè)定值Ib2應(yīng)盡可能取較小值。

2 控制策略

2.1 輔助諧振電路的邏輯控制

如圖3所示，當(dāng)逆變器主開關(guān)要改變開關(guān)狀態(tài)時(shí)，相比于硬開關(guān)逆變器，主開關(guān)的切換要滯后一定的時(shí)間T2+T3，使uCr下降到零以后，完成主開關(guān)切換。在主開關(guān)原動(dòng)作時(shí)刻t0，關(guān)斷Sa2，同時(shí)開通Sa3，經(jīng)過時(shí)間T2，當(dāng)檢測(cè)到iLr上升到Ib1時(shí)，關(guān)斷Sa1。然后再經(jīng)過時(shí)間T3，當(dāng)檢測(cè)到uCr下降到零時(shí)，主開關(guān)開始切換。主開關(guān)切換以后，經(jīng)過時(shí)間T4+T5，主開關(guān)全部開通，橋臂處于短路狀態(tài)，同時(shí)開通Sa2和關(guān)斷Sa3，然后再經(jīng)過時(shí)間T6，當(dāng)檢測(cè)到iLr反向上升到Ib2時(shí)，關(guān)斷主開關(guān)，橋臂恢復(fù)到正常狀態(tài)。然后再經(jīng)過時(shí)間T7，當(dāng)檢測(cè)到uCr增大到E時(shí)，開通Sa1。根據(jù)式(2)，式(8)，式(10)和式(15)，可以計(jì)算出以上的控制時(shí)間，其中可以通過改變Sa2的開通時(shí)刻來調(diào)節(jié)T5。為方便控制，當(dāng)參數(shù)值Lr、Cr、Ib1和Ib2確定以后，取I0為最小值，來計(jì)算T3;取I0為最大值，來計(jì)算T7，這樣以上各控制時(shí)間都可以是固定值，不隨負(fù)載電流變化，所以輔助諧振電路可以采用固定時(shí)間控制。

2.2 三相逆變器控制

電路的主開關(guān)都并聯(lián)了緩沖電容，其關(guān)斷可以認(rèn)為是軟關(guān)斷，所以只需考慮怎樣實(shí)現(xiàn)主開關(guān)的零電壓開通。本文采用新型空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulsewidthmodulation，SVPWM)方法［10］，使3個(gè)橋臂上的主開關(guān)同時(shí)發(fā)生切換，零電壓凹槽出現(xiàn)在每個(gè)開關(guān)周期的初始部分，這樣需要零電壓開通的3個(gè)開關(guān)器件就可以在零電壓凹槽內(nèi)同時(shí)完成開通，可以減少輔助諧振電路開關(guān)動(dòng)作次數(shù)。在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輔助諧振電路只要工作1次，就可以完成所有主開關(guān)的零電壓開通，有利于降低輔助諧振電路的損耗，具體方法見文獻(xiàn)［10］。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)圖1制作了功率3 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，三相阻感性負(fù)載接在逆變器輸出端。實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)值如下:輸入直流電壓E=200V，最大輸出電流I0peak=14 A，諧振電流設(shè)定值Ib1=Ib2=20 A，輸出功率P0=3 kW，直流側(cè)電容C1=C2=5 600μF，諧振電感Lr=20μH，緩沖電容Cs=68 nF，負(fù)載電感La=Lb=Lc=1mH，負(fù)載電阻Ra=Rb=Rc=10Ω，輸出頻率f0=50 Hz，開關(guān)頻率fc=10 kHz。將參數(shù)值代入式(18)～式(26)中，可以驗(yàn)證參數(shù)滿足要求。

直流母線電壓ubus和諧振電流iLr的實(shí)驗(yàn)波形如圖6(a)所示，ubus的波形出現(xiàn)了零電壓凹槽，所以逆變器的主開關(guān)可以在零電壓條件下完成切換。Sa1開通和關(guān)斷時(shí)的電壓uSa1和電流iSa1的實(shí)驗(yàn)波形如圖6(b)所示，Sa1開通時(shí)，端電壓uSa1先降到零，然后電流iSa1開始上升，Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓開通;Sa1關(guān)斷時(shí)，uSa1以較低的變化率增大，Sa1實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。Sa2開通和關(guān)斷時(shí)的電壓uSa2和電流iSa2的實(shí)驗(yàn)波形如圖6(c)所示，Sa2開通時(shí)，iSa2以較低的變化率反向增大，Sa2實(shí)現(xiàn)了零電流開通;Sa2關(guān)斷時(shí)，iSa2已經(jīng)先下降到零，Sa2實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。Sa3開通和關(guān)斷時(shí)的電壓uSa3和電流iSa3的實(shí)驗(yàn)波形如圖6(d)所示，Sa3開通時(shí)，iSa3以較低的變化率增大，Sa3實(shí)現(xiàn)了零電流開通;Sa3關(guān)斷時(shí)，iSa3已經(jīng)先減小到零，Sa3實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。在輸出頻率為50Hz時(shí)，三相輸出的相電流ia，ib和ic的實(shí)驗(yàn)波形分別如圖6(e)所示，可以看出逆變器輸出的相電流的波形無明顯畸變，輔助諧振電路對(duì)逆變器的輸出無明顯影響，逆變器的輸出可以被很好地控制。

為驗(yàn)證所提出的軟開關(guān)逆變器在效率上的優(yōu)勢(shì)，在相同實(shí)驗(yàn)條件下對(duì)軟開關(guān)逆變器和和硬開關(guān)逆變器進(jìn)行了效率測(cè)試，測(cè)試時(shí)硬開關(guān)和軟開關(guān)逆變器都保持輸出相電壓有效值110 V不變，通過改變負(fù)載電阻使硬開關(guān)和軟開關(guān)逆變器的輸出功率都達(dá)到3 kW，然后再分別測(cè)量其輸入功率，最后用輸出功率除以輸入功率得到效率?？紤]到讀取誤差，在同一條件下測(cè)量4次，最后取其平均值。在輸出功率3 kW時(shí)，軟開關(guān)逆變器的實(shí)測(cè)效率達(dá)到96.2%，相比于硬開關(guān)逆變器，效率提高2.6%。

此外，為驗(yàn)證在相同開關(guān)頻率下，提出的零電壓持續(xù)時(shí)間可調(diào)節(jié)的軟開關(guān)逆變器在直流電壓利用率方面的優(yōu)勢(shì)，與文獻(xiàn)［2］中零電壓持續(xù)時(shí)間是固定值的軟開關(guān)逆變器進(jìn)行了直流電壓利用率對(duì)比。實(shí)驗(yàn)中直流電源電壓200 V保持一定，在開關(guān)頻率10 kHz時(shí)，通過選取諧振參數(shù)使文獻(xiàn)［2］中逆變器的每個(gè)開關(guān)周期的直流母線零電壓持續(xù)時(shí)間為固定值20μs，該時(shí)間不能通過輔助開關(guān)來調(diào)節(jié)，測(cè)得逆變器輸出線電壓的基波幅值為183 V，直流電壓利用率為0.915;提出的軟開關(guān)逆變器可以通過調(diào)節(jié)雙向輔助開關(guān)的占空比將每個(gè)開關(guān)周期的直流母線零電壓持續(xù)時(shí)間減小到15μs，測(cè)得逆變器輸出線電壓的基波幅值分別為188 V，直流電壓利用率為0.94，所以提出的軟開關(guān)逆變器通過控制雙向輔助開關(guān)能獲得可調(diào)節(jié)的直流母線零電壓持續(xù)時(shí)間，不僅可以應(yīng)用靈活的脈寬調(diào)制策略，而且還有利于改善逆變器的直流電壓利用率。

圖6 實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimentalwaveforms

4 結(jié) 論

本文提出了一種雙向開關(guān)輔助換流的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，與相關(guān)文獻(xiàn)提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，其顯著特點(diǎn)是輔助諧振電路中有2個(gè)輔助開關(guān)器件串聯(lián)在一起構(gòu)成了雙向輔助開關(guān)，通過該雙向輔助開關(guān)既可以調(diào)節(jié)直流環(huán)節(jié)電壓的下降時(shí)刻，也可以調(diào)節(jié)直流環(huán)節(jié)電壓的上升時(shí)刻，這樣就得到了可調(diào)節(jié)的零電壓持續(xù)時(shí)間，便于應(yīng)用各種靈活的脈寬調(diào)制策略，而且有利于改善直流電壓利用率。通過實(shí)驗(yàn)研究得出如下結(jié)論:①直流母線電壓波形出現(xiàn)了零電壓凹槽，為逆變器橋臂上主開關(guān)的切換提供零電壓開關(guān)條件;②逆變器輔助開關(guān)在諧振電路工作過程中也實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)動(dòng)作，而且開關(guān)器件承受的電壓值不高于直流電源電壓;③三相逆變器輸出的相電流被很好地控制，電流波形為光滑的正弦波;④在輸出功率3kW的原理樣機(jī)上得到了96.2%的實(shí)測(cè)效率，相比于硬開關(guān)逆變器，效率有明顯提高。

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(編輯:劉素菊)

Parallel resonant DC link inverter with a bidirectional switch-assisted commutation

WANG Qiang， LIU Yan-song， cHEN Xiang-xue， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin
(college of Information and control Engineering，Liaoning Shihua University，F(xiàn)ushun 113001，china)

A novel parallel resonant Dc link soft-switching inverter was presented to improve the inverter efficiency.The voltage on Dc link decreased to zero periodically.Main switches could be operated under zero-voltage and auxiliary switches could be also operated under zero-voltage or zero-current.In addition，by controlling a bidirectional switch composed of two series auxiliary switches in the auxiliary circuit，duration of zero-voltage on the Dc link in the inverterwas regulated to apply flexible pulsewidthmodulation strategy.Based on equivalent circuits in differentmodes，the operation principlewas analyzed and design rule was presente.Besides，themathematicalmodels for auxiliary resonant circuit loss and voltage deviation of voltage dividing capacitors were also established.A 3kW laboratory prototype was built.Experimental results demonstrate that soft-switching operation of allmain switches and auxiliary switches could be realized.Therefore，the soft-switching inverter presented can effectively reduce switching loss.

inverter;resonant;soft-switching;bidirectional switch;zero-voltage

10.15938/j.emc.2015.04.012

TM 464

A

1007-449X(2015)04-0072-09

2014-07-12

國家自然科學(xué)基金(51207069);遼寧省教育廳科研項(xiàng)目(L2013146);中國博士后科學(xué)基金(2013M531349)

王 強(qiáng)(1981—)，男，博士，副教授，研究方向?yàn)檐涢_關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂?劉巖松(1989—)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)檐涢_關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂?陳祥雪(1991—)，女，碩士研究生，研究方向?yàn)檐涢_關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂?王天施(1970—)，男，博士，副教授，研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)繼電保護(hù);劉曉琴(1975—)，女，博士研究生，副教授，研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)故障診斷。

王 強(qiáng)