劉勇超 葛興來 馮曉云

(西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 610031)

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基于疊加原理的八開關(guān)三相逆變器全調(diào)制度范圍內(nèi)兩種等效PWM算法

劉勇超 葛興來 馮曉云

(西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 610031)

對八開關(guān)三相逆變器(ESTPI)兩種基于不同基本電壓矢量的全調(diào)制度范圍空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)算法進(jìn)行比較研究，在此基礎(chǔ)上，為了提高ESTPI直流電壓利用率，提出一種基于疊加原理的SVPWM過調(diào)制算法，進(jìn)而得到ESTPI全調(diào)制度范圍SVPWM算法，該算法根據(jù)調(diào)制度的大小，將整個ESTPI運(yùn)行區(qū)域劃分為線性調(diào)制區(qū)、過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)和過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)。從調(diào)制函數(shù)角度出發(fā)，基于PWM規(guī)則采樣法，推導(dǎo)與SVPWM算法等效的載波脈寬調(diào)制(CBPWM)算法，并得到了隨著調(diào)制度的變化，CBPWM算法調(diào)制函數(shù)的變化規(guī)律。仿真和實驗結(jié)果表明，這兩種算法作用下的輸出線電壓基波幅值與調(diào)制度呈線性關(guān)系，且最多能將其提高約10.2%。

故障重構(gòu)拓?fù)?八開關(guān)三相逆變器 空間矢量脈寬調(diào)制 載波脈寬調(diào)制 過調(diào)制 疊加原理 調(diào)制函數(shù)

0 引言

三電平中點鉗位型(Neutral-Point-Clamped，NPC)逆變器拓?fù)溆葾.Nabea于1981年提出，與兩電平逆變器相比，其具有輸出功率大、耐壓水平高、開關(guān)過程中du/dt低、功率器件所承受的電壓應(yīng)力和系統(tǒng)電磁干擾小以及諧波含量低等優(yōu)點，已在中高壓交流傳動、交流柔性輸電系統(tǒng)、有源電力濾波和電力系統(tǒng)無功補(bǔ)償與吸收等多個領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1-4]。然而由于三電平NPC逆變器系統(tǒng)的開關(guān)器件數(shù)量比兩電平逆變器增加了1倍，其可靠性也隨之降低[5，6]。開關(guān)器件若發(fā)生故障，逆變器將無法正常工作，對此，可借鑒容錯兩電平逆變器構(gòu)造方法[7]，通過采用每相上下橋臂各串聯(lián)一個快速熔絲Fx1和Fx2(x=a，b，c)，并由雙向晶閘管VTrx連接直流側(cè)兩串聯(lián)電容中點與各橋臂中點的方式，變?yōu)槿蒎e三電平NPC逆變器，如圖1a所示。相比于傳統(tǒng)容錯拓?fù)鋄8-10]只能進(jìn)行開路故障重構(gòu)，該拓?fù)湓谀骋粯虮坶_關(guān)器件發(fā)生開路或短路故障時都能對拓?fù)溥M(jìn)行重構(gòu)，以A相橋臂為例，開關(guān)器件發(fā)生故障后可通過兩個快速熔絲迅速切除該橋臂，同時導(dǎo)通該相與直流側(cè)母線間的雙向晶閘管，將拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)重構(gòu)為如圖1b所示八開關(guān)三相逆變器(Eight-switch Three-phase Inverter，ESTPI)，進(jìn)而提高故障后系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。

圖1 容錯三電平NPC逆變器和ESTPIFig.1 Fault-tolerant three-level NPC inverter and ESTPI

逆變器從正常運(yùn)行狀態(tài)切換至單橋臂故障重構(gòu)容錯運(yùn)行狀態(tài)后，直流電壓利用率下降一半，逆變器的帶載能力也隨之降低[7-11]。為了維持逆變器的輸出能力，可提高直流母線電壓，但這將對器件的電壓應(yīng)力和電源提出更高要求。為了在直流母線電壓不變的情況下提高單橋臂故障重構(gòu)拓?fù)渲绷麟妷豪寐?，可采用空間矢量脈寬調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)過調(diào)制算法[11]?；诏B加原理的SVPWM過調(diào)制算法因具有易于數(shù)字化實現(xiàn)、輸出基波電壓幅值與調(diào)制度呈線性關(guān)系、輸出電壓諧波含量較小等優(yōu)點，已被應(yīng)用于兩電平逆變器及其單橋臂故障重構(gòu)拓?fù)渌拈_關(guān)三相逆變器(Four-Switch Three-Phase Inverter，F(xiàn)STPI)、三電平NPC逆變器和六相逆變器中[12-16]。載波脈寬調(diào)制(Carrier-based Pulse Width Modulation，CBPWM)算法采用調(diào)制波與載波直接比較的方式實現(xiàn)，運(yùn)算量較小，易于實現(xiàn)，有利于高速實時運(yùn)行，雖然出發(fā)點不同于SVPWM算法，但控制本質(zhì)相同[13-18]。通過研究SVPWM算法與CBPWM算法的內(nèi)在聯(lián)系，不僅使整合二者的優(yōu)點成為可能，還有利于產(chǎn)生性能更優(yōu)的調(diào)制算法[17]。因此，許多學(xué)者對基于疊加原理的SVPWM過調(diào)制算法等效CBPWM算法進(jìn)行了研究，并取得了許多成果。從調(diào)制函數(shù)角度出發(fā)，基于PWM規(guī)則采樣法，文獻(xiàn)[13-15]分別推導(dǎo)了兩電平逆變器、FSTPI和三電平NPC逆變器基于疊加原理的SVPWM過調(diào)制算法等效CBPWM算法，然而，對于ESTPI，目前尚未有文獻(xiàn)對其基于疊加原理的SVPWM過調(diào)制算法及其等效CBPWM算法展開研究。

在上述文獻(xiàn)研究的基礎(chǔ)上，本文首先比較了ESTPI兩種基于不同基本電壓矢量的全調(diào)制度范圍SVPWM算法，在此基礎(chǔ)上，為了提高ESTPI直流電壓利用率，提出一種ESTPI基于疊加原理的SVPWM過調(diào)制算法。然后從調(diào)制函數(shù)角度出發(fā)，基于PWM規(guī)則采樣法，推導(dǎo)了與該SVPWM算法等效的CBPWM算法，進(jìn)而得到全調(diào)制度范圍內(nèi)ESTPI的SVPWM算法及其等效CBPWM算法，并歸納了該CBPWM算法調(diào)制函數(shù)的變化規(guī)律。

1 ESTPI全調(diào)制度范圍SVPWM算法

1.1 ESTPI基本工作原理

設(shè)直流母線電壓為Ud，直流側(cè)電容C1=C2，由圖1b可知，ESTPI的b、c兩相橋臂均有4個全控開關(guān)器件，4個續(xù)流二極管，2個鉗位二極管。由于鉗位二極管的作用，每相輸出P、O、N三種電平，定義b、c兩相開關(guān)函數(shù)為

(1)

式中x代表b、c兩相。

定義空間電壓矢量為

(2)

式中Uan、Ubn、Ucn分別為逆變器三相輸出相電壓。

表1 ESTPI基本電壓矢量Tab.1 Fundamental voltage vectors of ESTPI

圖2 基本電壓矢量分布圖Fig.2 Diagram distribution of basic voltage vectors

1.2 兩種ESTPI全調(diào)制度范圍SVPWM算法比較

綜上所述，本文采用SVPWM-2算法，如圖2b所示，6個小矢量將兩相靜止坐標(biāo)系所在平面劃分為6個扇區(qū)，在任一扇區(qū)內(nèi)，參考電壓矢量Uref相鄰的2個小矢量和1個零矢量進(jìn)行合成。設(shè)Uref相位角為θ，根據(jù)伏秒平衡原理可得6個扇區(qū)對應(yīng)2個小矢量和零矢量的作用時間為

(3)

式中：T0、T1、T2分別為零矢量和2個小矢量的作用時間；Ts為一個調(diào)制周期；n為扇區(qū)編號。

1.3 基于疊加原理的SVPWM過調(diào)制算法

首先定義調(diào)制度m為

(4)

按照m的大小將ESTPI運(yùn)行區(qū)域劃分為線性調(diào)制區(qū)(0≤m<0.907)、過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)(0.907≤m<0.952)和過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)(0.952≤m<1)3個區(qū)域。

在線性調(diào)制區(qū)，Uref始終位于六邊形內(nèi)，當(dāng)Uref端點軌跡為正六邊形內(nèi)切圓時，達(dá)到線性調(diào)制區(qū)與過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)的臨界點，此時m=0.907，進(jìn)入過調(diào)制區(qū)域后，Uref超出六邊形部分不能實際輸出，因此需要對Uref的幅值或相位進(jìn)行調(diào)整，根據(jù)疊加原理，可將Uref表示為兩個典型矢量的線性組合，通過調(diào)節(jié)基于m的權(quán)重系數(shù)來補(bǔ)償無法輸出的部分。

1)過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)(0.907≤m<0.952)。

在過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)內(nèi)，定義過調(diào)制系數(shù)k1為

(5)

k1=0時，Uref端點軌跡為正六邊形內(nèi)切圓，k1=1時，Uref端點軌跡為正六邊形邊沿。因此，在過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)，Uref位于端點軌跡為內(nèi)切圓的Usin和端點軌跡為正六邊形邊沿的Uhex之間，以Ⅰ扇區(qū)為例，二者表達(dá)式為

(6)

所以，如圖3所示，Uref可表示為權(quán)重系數(shù)為(1-k1)的Usin和權(quán)重系數(shù)為k1的Uhex的線性組合

Uref=(1-k1)Usin+k1Uhex

(7)

圖3 過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)參考電壓矢量合成原理圖Fig.3 Diagram of synthetic principle of reference voltage vector in over-modulation mode Ⅰ

2)過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)(0.952≤m<1)。

在過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)內(nèi)，同樣定義過調(diào)制系數(shù)k2為

(8)

k2=0時，Uref端點軌跡為正六邊形邊沿，k2=1時，Uref端點軌跡為正六邊形6個頂點。因此，在過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)，Uref位于端點軌跡為正六邊形邊沿的Uhex和端點軌跡為正六邊形6個頂點的Usix之間，以Ⅰ扇區(qū)為例，Usix表達(dá)式為

(9)

同樣如圖4所示，Uref可表示為權(quán)重系數(shù)為(1-k2)的Uhex和權(quán)重系數(shù)為k2的Usix的線性組合

Uref=(1-k2)Uhex+k2Usix

(10)

圖4 過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)參考電壓矢量合成原理圖Fig.4 Diagram of synthetic principle of reference voltage vector in over-modulation mode Ⅱ

2 ESTPI全調(diào)制度范圍SVPWM算法等效CBPWM算法

2.1ESTPI的CBPWM算法基本原理

為了實現(xiàn)ESTPI的CBPWM算法，需要兩個三角載波，其基本原理如圖5所示[18]。令幅值大于零的三角載波為正三角載波，其幅值為1，小于零的為負(fù)三角載波，其幅值為-1。

圖5 ESTPI的CBPWM算法原理圖Fig.5 The principle diagram of CBPWM algorithm of ESTPI

以b相為例，當(dāng)調(diào)制波大于正三角載波時，VTb1、VTb2導(dǎo)通，VTb3、VTb4關(guān)斷，對應(yīng)Sb=1；當(dāng)調(diào)制波位于兩三角載波之間時，VTb2、VTb3導(dǎo)通，VTb1、VTb4關(guān)斷，對應(yīng)Sb=0；當(dāng)調(diào)制波大于負(fù)三角載波時，VTb3、VTb4導(dǎo)通，VTb1、VTb2關(guān)斷，對應(yīng)Sb=-1。由此可知，VTb1的開關(guān)狀態(tài)只取決于調(diào)制波與正三角載波的相對大小，VTb4的開關(guān)狀態(tài)只取決于調(diào)制波與負(fù)三角載波的相對大小，VTb1與VTb3、VTb2與VTb4開關(guān)狀態(tài)總是相反，因此，為了方便推導(dǎo)SVPWM等效CBPWM算法調(diào)制函數(shù)，可采用兩路獨(dú)立的調(diào)制波，一路正調(diào)制波和正三角載波比較產(chǎn)生VTb1與VTb3的控制信號，一路負(fù)調(diào)制波和負(fù)三角載波比較產(chǎn)生VTb2與VTb4的控制信號，分別求得這兩路調(diào)制波后，再將二者合并為一路調(diào)制波，并以該調(diào)制波與兩路三角載波進(jìn)行比較產(chǎn)生開關(guān)信號。

2.2 線性調(diào)制區(qū)等效CBPWM算法

在線性調(diào)制區(qū)，以b相為例，基于PWM規(guī)則采樣法，可得其Ⅰ扇區(qū)正負(fù)調(diào)制波為

(11)

同理可得線性調(diào)制區(qū)內(nèi)6個扇區(qū)b相正負(fù)調(diào)制波為

(12)

(13)

令θ=ωt，將式(12)、式(13)合并，可得線性調(diào)制區(qū)b相調(diào)制函數(shù)表達(dá)式為

(14)

同理，基于PWM規(guī)則采樣法，可得線性調(diào)制區(qū)c相調(diào)制函數(shù)uc(t)表達(dá)式，因此ESTPI的線性調(diào)制區(qū)SVPWM算法等效CBPWM算法b、c兩相調(diào)制函數(shù)為

(15)

2.3 過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)等效CBPWM算法

在過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)，仍以b相為例，在Ⅰ扇區(qū)內(nèi)，聯(lián)立式(6)和式(7)可得Uref為

(16)

聯(lián)立式(4)、式(16)，并代入式(11)可得Ⅰ扇區(qū)b相正負(fù)調(diào)制波為

(17)

同理可得過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)內(nèi)6個扇區(qū)b相正負(fù)調(diào)制波為

(18)

(19)

令θ=ωt，將式(18)和式(19)合并，可得過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)b相調(diào)制函數(shù)表達(dá)式為

ub(t)=[1-k1+k1/cos(π/6-ωt*)]sin(ωt-π/3)

(20)

其中，ωt*與n的對應(yīng)關(guān)系為

ωt*=ωt-(n-1)π/3

(21)

同理可得過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)c相調(diào)制函數(shù)uc(t)表達(dá)式，因此ESTPI的過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)SVPWM算法等效CBPWM算法b、c兩相調(diào)制函數(shù)為

(22)

2.4 過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)等效CBPWM算法

在過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)，同樣以b相為例，在Ⅰ扇區(qū)內(nèi)，聯(lián)立式(6)、式(9)和式(10)可得Uref為

(23)

聯(lián)立式(4)和式(23)，并代入式(11)可得Ⅰ扇區(qū)b相正負(fù)調(diào)制波分別為

ub+=0

(24)

(25)

同理可得過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)內(nèi)6個扇區(qū)b相正負(fù)調(diào)制波為

(26)

(27)

令θ=ωt，將式(26)和式(27)合并，可得過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)b相調(diào)制函數(shù)表達(dá)式為

(28)

同理可得過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)c相調(diào)制函數(shù)表達(dá)式為

(29)

3 仿真與實驗結(jié)果

為了驗證ESTPI全調(diào)制度范圍內(nèi)兩種PWM算法的可行性和等效性，利用Matlab/Simulink搭建了全調(diào)制度范圍內(nèi)兩種算法的仿真模型，并基于TMS320F2812控制器和dSPACE半實物實驗平臺，進(jìn)行仿真與硬件在回路實驗。仿真和實驗相關(guān)參數(shù)為：逆變器開關(guān)頻率1 000 Hz，載波比20，直流母線電壓3 000 V，直流側(cè)兩電容均為3 300 μF。ESTPI輸出線電壓基波幅值Uf及總諧波畸變因數(shù)(Total Harmonic Distortion，THD)與m的關(guān)系、不同調(diào)制度下SVPWM等效CBPWM算法調(diào)制函數(shù)分別如圖6、圖7所示。

圖6 輸出線電壓基波幅值及THD與m關(guān)系圖Fig.6 Relationship between fundamental voltage amplitude and THD of output line voltage and modulation index

圖7 不同調(diào)制度下CBPWM算法調(diào)制函數(shù)Fig.7 Modulating functions of CBPWM algorithm with different modulation index

由圖6可知，在過調(diào)制區(qū)內(nèi)，Uf與m依然保持線性關(guān)系，并通過采用該過調(diào)制算法，Uf最多可從1 500 V增加至1 653 V，提高約10.2%。此外，隨著m的增大，Uf也隨之增大，而T0則隨之減小，并在進(jìn)入過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)后降為零[13]，因此，輸出線電壓THD隨m的增大而降低。由圖7可知，雖然ESTPI是三電平NPC逆變器單橋臂故障重構(gòu)拓?fù)洌捎玫幕诏B加原理的SVPWM過調(diào)制算法類似于兩電平逆變器對應(yīng)算法，但該算法等效CBPWM算法b、c兩相調(diào)制函數(shù)卻不同于兩電平和三電平NPC逆變器[13，15]。

在全調(diào)制范圍內(nèi)，b、c兩相調(diào)制函數(shù)始終波形相同，左右對稱，相位相差π/3。在線性調(diào)制區(qū)，b、c兩相調(diào)制函數(shù)為兩個相同的正弦波，隨著m的增大，二者在保持正弦性不變的同時，峰值也隨之增大，當(dāng)峰值為1時，達(dá)到線性調(diào)制區(qū)與過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)的臨界點。m繼續(xù)增大，進(jìn)入過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)，二者失去正弦性，與此同時，將出現(xiàn)函數(shù)值達(dá)到1或-1的飽和區(qū)域，且隨m的增大，該區(qū)域逐漸增大，當(dāng)在一個周期內(nèi)，b、c兩相調(diào)制函數(shù)有1/3的區(qū)域達(dá)到飽和時，達(dá)到過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)與過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)的臨界點。m繼續(xù)增大，進(jìn)入過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)，飽和區(qū)域也隨之繼續(xù)增大，最后，當(dāng)m增大到1，一個周期內(nèi)，二者只有-1、0、1三種取值時，則進(jìn)入方波區(qū)。

由前面分析可知，全調(diào)制度范圍內(nèi)，線性調(diào)制區(qū)所占比重最大，為了進(jìn)一步驗證線性調(diào)制區(qū)內(nèi)兩種算法的等效性，m在線性調(diào)制區(qū)較低調(diào)制度范圍內(nèi)取0.3，較高調(diào)制度范圍內(nèi)取0.7，輸出線電壓波形、直流側(cè)電容電壓波形以及Uab和Ubc頻譜圖分別如圖8～圖13所示。m在過調(diào)制模式Ⅰ區(qū)取0.93，輸出線電壓波形、直流側(cè)電容電壓波形以及Uab和Ubc頻譜圖分別如圖14～圖16所示。m在過調(diào)制模式Ⅱ區(qū)取0.98，輸出線電壓波形、直流側(cè)電容電壓波形以及Uab和Ubc頻譜圖分別如圖17～圖19所示。方波區(qū)輸出線電壓波形、直流側(cè)電容電壓波形以及Uab和Ubc頻譜圖分別如圖20～圖22所示。

圖8 m=0.3時SVPWM與CBPWM輸出線電壓Fig.8 Output line voltage of SVPWM and CBPWM when m=0.3

圖9 m=0.3時SVPWM與CBPWM電容電壓Fig.9 Capacitor voltageof SVPWM and CBPWM when m=0.3

圖10 m=0.3時SVPWM與CBPWM的Uab和Ubc頻譜圖Fig.10 The FFT of Uab and Ubc of SVPWM and CBPWM when m=0.3

圖11 m=0.7時SVPWM與CBPWM輸出線電壓Fig.11 Output line voltage of SVPWM and CBPWM when m=0.7

圖12 m=0.7時SVPWM與CBPWM電容電壓Fig.12 Capacitor voltageof SVPWM and CBPWM when m=0.7

圖13 m=0.7時SVPWM與CBPWM的Uab和Ubc頻譜圖Fig.13 The FFT of Uab and Ubc of SVPWM and CBPWM when m=0.7

圖14 m=0.93時SVPWM與CBPWM輸出線電壓Fig.14 Output line voltage of SVPWM and CBPWM when m=0.93

圖15 m=0.93時SVPWM與CBPWM電容電壓Fig.15 Capacitor voltage of SVPWM and CBPWM when m=0.93

圖16 m=0.93時SVPWM與CBPWM的Uab和Ubc頻譜圖Fig.16 The FFT of Uab and Ubc of SVPWM and CBPWM when m=0.93

圖17 m=0.98時SVPWM與CBPWM輸出線電壓Fig.17 Output line voltage of SVPWM and CBPWM when m=0.98

圖18 m=0.98時SVPWM與CBPWM電容電壓Fig.18 Capacitor voltage of SVPWM and CBPWM when m=0.98

圖20 m=1.0時SVPWM與CBPWM輸出線電壓Fig.20 Output line voltage of SVPWM and CBPWM when m=1.0

圖21 m=1.0時SVPWM與CBPWM電容電壓Fig.21 Capacitor voltage of SVPWM and CBPWM when m=1.0

圖22 m=1.0時SVPWM與CBPWM的Uab和Ubc頻譜圖Fig.22 The FFT of Uab and Ubc of SVPWM and CBPWM when m=1.0

由圖10、圖13、圖16、圖19、圖22可知，全調(diào)制度范圍內(nèi)SVPWM算法與其等效CBPWM算法諧波分布及主要諧波含量基本相同。仿真和實驗結(jié)果證明了本文提出的ESTPI全調(diào)制度范圍兩種PWM算法的等效性和有效性，二者都能夠?qū)崿F(xiàn)從線性調(diào)制區(qū)到方波區(qū)的平滑過渡，有效提高了直流電壓利用率。

4 結(jié)論

為了提高三電平NPC逆變器單橋臂故障重構(gòu)拓?fù)銭STPI直流電壓利用率，首先比較了其兩種基于不同基本電壓矢量的全調(diào)制度范圍SVPWM算法，并在此基礎(chǔ)上提出一種ESTPI基于疊加原理的SVPWM過調(diào)制算法。然后基于PWM規(guī)則采樣法，從調(diào)制函數(shù)的角度出發(fā)，推導(dǎo)了與該SVPWM算法等效的CBPWM算法，進(jìn)而得到全調(diào)制度范圍內(nèi)ESTPI的SVPWM算法及其等效CBPWM算法，并總結(jié)了隨調(diào)制度變化相應(yīng)的等效CBPWM算法調(diào)制函數(shù)變化規(guī)律。這兩種ESTPI等效PWM算法都能夠?qū)崿F(xiàn)從線性調(diào)制區(qū)到方波區(qū)的全調(diào)制度范圍的脈寬調(diào)制，且最多能提高輸出線電壓基波幅值約10.2%。

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Two Types of Equivalent PWM Algorithms in the Full Modulation Region for Eight-switch Three-phase Inverter Based on the Superposition Principle

LiuYongchaoGeXinglaiFengXiaoyun

(School of Electrical Engineering Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China)

At first，the comparison study on two space vector pulse width modulation (SVPWM) algorithms for eight-switch three-phase inverter(ESTPI) in the full modulation region based on different basic voltage vectors are carried out.In order to enhance the utilization ratio of the DC-link voltage of ESTPI，a SVPWM algorithm based on the superposition principle in the over-modulation region is proposed.Based on that，a SVPWM algorithm for ESTPI in the full modulation region is obtained.This algorithm divides the operation region of ESTPI into linear region，over-modulation mode I region，and over-modulation mode II region depending on the modulation index.Then，based on PWM regular sampling method，the modulating functions of the equivalent carrier-based pulse width modulation (CBPWM) algorithm of this SVPWM algorithm in the full modulation region are derived.The change rules of the equivalent carrier-based modulating functions are summarized with the modulation index changing afterwards.The simulation and experimental results show that the amplitude of fundamental line voltage is proportional to the modulation index and it can be increased maximumly by about 10.2%，by adopting these two PWM algorithms.

Post-fault reconfigured topology，eight-switch three-phase inverter，space vector pulse width modulation，carrier-based pulse width modulation，over-modulation，superposition principle，modulating function

國家自然科學(xué)基金-高鐵聯(lián)合基金重點項目(U1134205)和國家自然科學(xué)基金(51207131，51277135)資助項目。

2014-12-02 改稿日期2015-05-25

TM464

劉勇超 男，1991年生，碩士研究生，研究方向為兩電平和三電平NPC逆變器單橋臂故障重構(gòu)拓?fù)湔{(diào)制與控制策略。

葛興來 男，1979年生，副教授，研究方向為電力牽引交流傳動系統(tǒng)控制、故障診斷及穩(wěn)定性分析。(通信作者)