劉 湘，王 艷，趙立勇

（北京交通大學 電氣學院，北京 100044）

面臨能源和環(huán)境的巨大壓力，以電力作為驅動系統(tǒng)動力源的電動汽車成為綠色交通工具,有著廣闊的前景[1]。目前已有一些電動汽車推向市場，但電動汽車大規(guī)模應用要求其必須達到足夠的續(xù)航里程和足夠的動力電池容量，大容量的電池要想在較短時間內獲得足夠的能量就要求電動汽車充電機的功率等級不斷提高。因此一臺性能優(yōu)良的充電機是電動汽車大規(guī)模商業(yè)化不可缺少的組成部分，如何實現(xiàn)充電機對蓄電池快速無損傷充電是電動車的關鍵技術之一[2]。

本研究重點分析了車載充電機的工作原理，主電路參數(shù)計算及其控制的方法，給出了充電模式切換的軟件設計流程圖；最后搭建了一臺樣機，首先對電阻性負載做了充電實驗，然后與沃特瑪?shù)碾姵毓芾硐到y(tǒng)配合對鋰離子電池組進行了充電實驗，實驗結果表明，該充電機軟硬件基本功能正常，可實現(xiàn)較快速的充電。量信息和所需充電模式，及時調整給定電壓實現(xiàn)智能充電[3]。如圖1所示。

圖1 車載充電機主電路設計框圖Fig.1 Main circuit design block diagram of on-board charge

1 主電路的工作原理

針對本文設計的充電機，由于輸入為交流市電且輸出功率較大，故選用帶隔離的全橋變換器，同時為盡量減小對電網(wǎng)的污染，充電機采用AC-DC和DC-DC相結合的電路結構。前者在直流輸出端輸出穩(wěn)定電壓，同時引用APFC使系統(tǒng)有較高的功率因數(shù)，通常采用BOOST電路用雙閉環(huán)控制來實現(xiàn)；后者受控于電池管理系統(tǒng)，根據(jù)鋰電池組反饋的電

1）輸入濾波環(huán)節(jié)：一方面能夠抑制電網(wǎng)帶進系統(tǒng)的電磁干擾，另一方面也能夠抑制充電機本身產生的電磁干擾，防止其對其他用電設備產生不良影響。

2）軟啟動電路：充電機系統(tǒng)選擇的支撐電容一般較大，為幾千微法，未上電時，電容上電壓為零，突然上電會產生很大的沖擊電流，造成器件的損壞。因此在上電初始階段，在電路上先串聯(lián)一個電阻，減小沖擊電流。待電壓上升到某一值后，繼電器常開觸點將電阻短路，以提高系統(tǒng)的安全性和效率。

3）整流及PFC升壓轉換電路：采用Boost型功率變換電路，因為在這種拓撲結構中，電感連接在整流橋的輸入端，輸入電流就是電感電流，波形連續(xù)且較為平滑；設計中采用平均電流控制策略，而Boost型拓撲結構易于實現(xiàn)平均電流控制方案，因此電流采樣容易實現(xiàn)，能夠達到較好的控制效果[4]。

4）隔離式全橋DC-DC:逆變電路選用IGBT作為開關管，采用移相全橋控制，在變壓器原邊得到脈寬可調的高頻方波電壓，高頻變壓器起到隔離和升壓的作用，輸出整流濾波電路用來將變壓器副邊的交流方波電壓整流和濾波，得到的直流電壓。

2 主電路的參數(shù)計算

1）EMI濾波：50 Hz的低頻電流可以流過，流過高頻電流時則會產生很高的阻抗，能抑制電網(wǎng)和電源內部的相互干擾。選擇電壓220（±15%)V,電流100 A的濾波模塊。

2）整流模塊：整流橋的選取主要關注兩個參數(shù)即最大反向電壓VRM和最大整流電流IVDM輸入市電波動范圍在±15%內，故VRM=220*(1+15%)=357 V,最小輸入電壓有效值為187 V,最大輸出功率為7.6 kW，考慮到系統(tǒng)效率η≥90%，則整流橋最大輸入電流有效值為Iinrmsmax=η*Pout/Vinacmin=45.15 A,考慮電流的峰值及一定的裕量，選擇電壓800 V，電流100 A的整流模塊。

3）PFC電感：先計算峰值電流IPK（當輸入功率達到最大時，輸入交流電流達到峰值，此時輸入電壓最低）：假設在工頻時間范圍內從電網(wǎng)吸收的瞬時功率Pi和Boost-PFC電路輸出的瞬時功率輸入端峰值電流：又因為電感電流等于輸入電流，即IL=Ii，故通過電感的最大電流為63.85 A.通常電感電流的最大紋波△IL選擇在最大峰值電流的20%左右，△IL=12.77 A.接下來算最大占空比， 由公式0.32計算升壓電感值

4）升壓二極管：對于升壓二極管，當開關管VT1導通時，二極管反向截止，當開關管關斷時，二極管正向導通，流過的最大電流等于流過電感的峰值電流?？紤]裕量選電壓600 V,電流100 A的快恢復二極管。

5）支撐電容：為了保證整流濾波后的直流電壓最小值符合要求，每個周期中電容所提供的能量約為：Win=Pout/(η×fmin)（fmin為交流電網(wǎng)輸入的最小頻率，系統(tǒng)設計電網(wǎng)頻率為50±50 Hz），Win=65.8 W，由式：可得C支為6 929 μF,實際的產品為限制整流濾波后輸出電壓的紋波，電容值按輸出功率選擇約為1 μF/W，可選擇2個450 V/4 700 μF的電解電容并聯(lián)。

6)開關管：PFC最大輸出電壓可達390 V(考慮電壓波動)，流過的電流峰值為63 A，考慮裕量，選擇耐壓800 V，電流100 A 的IGBT。

7）高頻變壓器：①變比：為保證可得到所要求的輸出電壓，變壓器的變比應當按輸入電壓最低時來選擇。設開關管的最大占空比定為0.7，則二次側的最低電壓Vsecmin=為最大輸出電壓；V為二次側濾波電感l(wèi)o的直流電壓；取1 V；VD為輸出整流二極管通態(tài)壓降；是最大占空比。故變壓器的變比K為：②一次側和二次側匝數(shù)：一次側匝,實際取20匝；二次側：匝。K：波形系數(shù)，矩形波為f4；BW：工作磁通密度，鐵基非晶納米合金取 0.4；Ae：磁芯有效截面積，AP法算得為7.5[5]。

8）隔直電容：為防止變壓器由于偏磁問題出現(xiàn)飽和，同時將一次側漏感的尖峰電壓鉗位與直流母線，將漏感存儲的能量歸還到輸入母線，通常在變壓器的一次側加隔直電容。電容上的紋波電壓按要求取為VC支的10%，即VCP=38 V,變壓器一次側電流有效值F，實際選擇 22 μF 的無感電容。

9）二次側整流二極管：由變壓器的計算知二次側電壓最小值為550 V，輸出電流平均值為20 A，考慮一定的裕量選擇耐壓1 000 V,電流40 A的高頻整流二極管模塊。

10）輸出濾波電感：根據(jù)工程設計慣例，在一個開關周期內，電感電流的脈動范圍通常選擇其最大電流的0.1～0.3倍，在此取0.2倍，△Iomax=0.2×20=4 A,即在4 A輸出時電感電流應連續(xù)。輸出濾波電感可按下式計算：L=Vlmax×△t/△Iomax，其中Vlmax為電感兩端的最大值，關管在半個周期內的導通時間為最大輸出電流脈動?？傻肔=765 μH。

11）輸出濾波電容：輸出濾波電容是為了保持輸出電壓穩(wěn)定，同時限制輸出電壓的紋波。常選擇鋁電解電容，但鋁電解電容的ESR較大，會對輸出電壓峰值△Voutpp產生影響，鋁電解電容容量越大ESR越小。實際選取450 V/1 200 μF的電解電容。

圖2 主電路接線圖Fig.2 Main circuit wiring diagram

3 控制系統(tǒng)的設計

3.1 控制系統(tǒng)的整體結構

本車載充電機是以DSP-TMS320F2812最小系統(tǒng)為核心，外圍電路包括輸入信號檢測電路、各種保護電路、信號調理電路、IGBT驅動電路、CAN總線通訊電路、輔助開關電源等電路模塊。通過對主電路的輸出電流，輸出電壓，以及PFC電路的電感電流、輸出電壓信號進行采樣，采樣數(shù)據(jù)經(jīng)DSP的AD端進行模數(shù)轉換后，再送入運算器進行運算。同時，系統(tǒng)依賴DSP的CAN通信從BMS得到控制信號，并送入運算器。借助軟件編程，由運算器計算對應的占空比，將得到的數(shù)據(jù)填入事件管理器EVA、EVB相應的比較器，從而得到系統(tǒng)所需的PWM控制信號，將結果送入數(shù)模轉換電路轉換為開關模擬量，傳給IGBT驅動電路進行功率放大，最終驅動開關管的通斷，完成車載充電機的控制。

圖3 控制系統(tǒng)框圖Fig.3 Control system block diagram

3.2 控制系統(tǒng)的軟件設計

3.2.1 三階段充電流程圖

依據(jù)BMS提供的單體電池電壓信號，分3個階段對電池組進行充電：預充電（出現(xiàn)單體電壓低于電池的最低工作電壓時,充電電流為0.03 C）；恒流充電（正常的工作電壓階段）；恒壓充電（電壓達到最高工作電壓時，充電電流減小至0.015 C）(C為電池組容量)[6]。

圖4 三階段充電程序流程圖Fig.4 Three-stage charging program flow chart

圖5 主程序流程圖Fig.5 The main program flow chart

3.2.2 主程序流程圖

如圖5所示，包括系統(tǒng)初始化、參數(shù)檢驗、開中斷、軟啟動、輸入輸出檢測等環(huán)節(jié)。

4 實驗結果

基于上述研究和計算，筆者制作了一臺試驗樣機，輸入電壓為220 V的交流市電，額定輸出功率為7.6 kW，輸出電壓380 V,開關頻率為 20 kHz。

圖6 輸入電壓電流波形Fig.6 The input voltage and current waveform

圖7 輸出電壓電流波形Fig.7 The output voltage and current waveform

圖 所示為輸入電壓和電流的波形，其中通道一為輸入電壓波形（X10檔），通道二為輸入電流波形（電流探頭10 mA/A檔）。輸入電壓均方根為211.3 V，輸入電流均方根為45.5 A,輸入功率為9 593 W。

圖7為輸出電壓和電流波形，通道一為輸出電壓波形，平均值為376 V，通道二為電流波形，均方根為22.2 A,，實際輸出8 347 W,在測量誤差基本相同的情況下測得效率為87.01%。

圖8 樣機圖片F(xiàn)ig.8 The experiment prototype figure

圖9 與沃特BMS通訊圖Fig.9 Communicate with Walter BMS figure

5 結束語

文中對基于DSP控制的電動汽車車載充機進行了研究，給出了主電路的結構，參數(shù)選擇[8]，并對控制方法進行了簡要介紹。實驗結果表明，該充電機具有功能完善、簡單可靠的特點。但是在體積、結構以及效率的進一步提升上仍需進一步完善。結合當前電動汽車快速的發(fā)展趨勢，本系統(tǒng)在實際應用方面有著較好的前景。

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