李鵬亮+馬偉

摘 要： 基于0.25 μm GaAs pHEMT工藝設計了Ka波段單片壓控振蕩器，該壓控振蕩器采用源極正反饋結構，變容管采用源極和漏極接地的pHEMT管。通過優(yōu)化輸出匹配網絡和諧振網絡以改善輸出功率和相位噪聲性能，使用蒙特卡洛成品率分析對本設計的成品率進行分析和改進。版圖仿真結果顯示：芯片輸出頻率為24.6～26.3 GHz，輸出功率為（10±1） dBm，諧波抑制大于19 dB，芯片尺寸為1.5 mm×1 mm。

關鍵詞： Ka波段； 砷化鎵； 微波單片集成電路； 壓控振蕩器； pHEMT

中圖分類號： TN752?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）13?0077?04

Design of Ka band MMIC VCO

LI Peng?liang， MA Wei

（ Xian Institute of Space Radio Technology， Xian 710100， China）

Abstract： A Ka?band MMIC VCO was designed with 0.25 μm GaAs pHEMT process. The source electrode positive feedback structure is adopted for VCO. The pHEMT whose source electrode and drain electrode are connected to the ground is used for the varactor. The resonance network and the matching network are optimized to improve the output power and the phase noise performance. The yield of the VCO is analyzed and improved by the Monte?Carlo method. The simulation data shows the typical output power of VCO is 10±1 dBm， the output frequency of VCO is 24.6～26.3 GHz， the harmonic suppression is better than 19 dB. The chip size of the MMIC VCO is 1.5 mm×1 mm.

Keywords： Ka?band； GaAs； MMIC； VCO； pHEMT

0 引 言

在所有現(xiàn)代雷達和無線通信系統(tǒng)中，廣泛需要射頻和微波振蕩器，以用作頻率變換和產生載波的信號源[1]。壓控振蕩器是可調信號源，常用以實現(xiàn)鎖相環(huán)和其他頻率合成源電路的快速頻率調諧，是通信系統(tǒng)中的關鍵部件。隨著通信系統(tǒng)的快速發(fā)展，壓控振蕩器的設計呈現(xiàn)出集成化和小型化的趨勢，微波單片集成壓控振蕩器（MMIC VCO）具有體積小，產品一致性高、可靠性高等優(yōu)點，是當前VCO設計的重要方向。作為MMIC VCO的有源器件多為CMOS，MESFET，pHEMT和HBT等，在微波頻段大多數(shù)VCO基于MESFET工藝或HBT工藝進行設計以產生比基于pHEMT工藝的VCO更低的相位噪聲[2?3]。

然而基于GaAs pHEMT工藝的VCO能更方便地集成到基于同樣工藝的混頻器、低噪聲放大器或者功放等部件中，形成單片接收機或發(fā)射機，可有效減小設計的成本[3?4]。同時，基于HBT工藝的VCO在輸出功率和工作頻率范圍等指標上無法與基于pHEMT工藝的VCO相比，目前的GaAs pHEMT工藝支持到60 GHz甚至更高工作頻率的設計[5?6]。另外有研究表明，基于pHEMT的振蕩器相位噪聲是優(yōu)于基于HBT的，因為雖然HBT的低頻噪聲很小，但基于它的振蕩器上變頻因子比基于pHEMT的要大得多[7?8]。因此研制基于GaAs pHEMT工藝的Ka波段單片壓控振蕩器具有重要的意義。

1 VCO的設計方法

描述振蕩器電路和工作原理的基本方法有反饋法和負阻法，二者主要區(qū)別在于設計方法的思想不同，本文基于負阻法進行設計。二端口負阻振蕩器的原理框圖如圖1所示，它包含諧振網絡、晶體三極管網絡和輸出網絡。設晶體管網絡散射矩陣為[[S]， ZL]為終端網絡阻抗，[Zg]為諧振網絡阻抗[9]。

對于振蕩器設計來說，為了產生振蕩，二端口網絡的反射系數(shù)均應大于1，且穩(wěn)定系數(shù)小于1。因為輸入端口接諧振回路，輸出端口接匹配網絡和負載，都是由無源器件構成的網絡，因此振蕩所需的負阻主要由增加反饋網絡后的晶體管網絡實現(xiàn)。圖1中的[Zout]和[ZL]可表示為：

[Zout（ω）=Rout（ω）+Xout（ω）ZL（ω）=RL（ω）+XL（ω）] （1）

圖1 二端口負阻振蕩器原理框圖

由振蕩器的負阻原理可以得到起振條件、平衡條件和負載功率最大化的起振條件為[9]：

[Rout（ω）+RL（ω）<0Xout（ω）+XL（ω）=0] （2）

振蕩的平衡條件為：

[Rout（ω）+RL（ω）=0Xout（ω）+XL（ω）=0] （3）

使負載功率最大的起振條件為：

[RL（ω）=-13Rout（ω）] （4）

2 MMIC VCO的設計和原理分析

本設計基于UMS公司的0.25 μm GaAs pHEMT工藝，該工藝具有極高特征頻率和極低噪聲的特性，且工藝成熟，可設計最高工作頻率到60 GHz。設計的電路原理圖如圖2所示。

圖2 Ka波段MMIC VCO原理圖

Foundry對有源器件提供設計自由度有單指柵極寬度（Wu）和柵指數(shù)目（N）。更大柵寬結構的有源器件具有更大的功率容量，能提供更大的輸出功率，但是有源器件的噪聲系數(shù)也會隨之增大，這樣會惡化相位噪聲。出于對輸出功率和相位噪聲的綜合考慮，主振蕩管F_osc的柵寬選擇為4×30 μm。變容管由漏極和源極相連并接地的pHEMT管F_varactor來實現(xiàn)，諧振網絡由變容管和微帶線TL4組成。將三端口有源器件用作變容管第一次由J.Lin和T.Itoh于1992年提出[10]，文獻[7]中也使用三端口器件作為壓控振蕩器的調諧器件。有源器件的源極串接反饋電容形成正反饋以獲得負阻，該電容由開路微帶線TL11實現(xiàn)。TL6，TL7，TL8，TL9為輸出匹配網絡，直流偏置網絡均由帶射頻旁路電容的[14]波長微帶線構成。圖2中的[Zout]和[ZL]分別為從點A向左右兩邊看去的阻抗，由振蕩器基本原理知滿足最大輸出功率的小信號起振條件為：

[ReZL（ω0）=-13ReZoutω0ImZL（ω0）=-ImZoutω0] （5）

小信號分析完成后采用諧波平衡分析方法仿真VCO的實際振蕩頻率、輸出功率及相位噪聲，在仿真中調整相關元器件的參數(shù)使最后仿真結果符合設計指標要求。在完成初步電路仿真之后，根據設計指標進行版圖繪制與版圖的電磁仿真和調整以達到設計要求。最后，根據Foundry提供的模型參數(shù)的公差對設計進行蒙特卡洛成品率分析，以確保設計具有良好的成品率。依照上述設計思路所獲得的VCO版圖如圖3所示，滿足設計規(guī)則檢查（DRC）。芯片尺寸為1.5 mm×1 mm。

圖3 Ka波段MMIC VCO版圖

3 MMIC VCO的仿真分析

MMIC 電路的最終性能要通過電磁仿真軟件進行驗證，本文通過2.5D電路仿真軟件MOMENTUM對版圖進行電磁仿真。其中考慮了輸出接口帶來的影響，輸出端口采用單根直徑25 μm，長度為300 μm的金絲bond?wire鍵合，其作用等效為約[5]0.24 nH。

首先進行小信號分析，通過調整源極反饋網絡實現(xiàn)圖2中A點處獲得最大負阻，并確保輸出阻抗[Zout]的電阻部分在其他不需要的頻段為正值以消除寄生振蕩；輸出匹配網絡以滿足式（5）的最大輸出功率條件為目標進行設計。負阻及輸出匹配網絡的版圖仿真結果如圖4所示（調諧電壓為-1 V時）。

由圖4可以看出振蕩電路已滿足小信號分析的起振條件。在完成小信號分析之后采用諧波平衡算法進行分析，基于版圖仿真的振蕩器輸出功率和輸出頻率仿真結果如圖5所示。

由圖5可看出該VCO可在24.6～26.3 GHz的輸出頻率內提供（10±1） dBm的輸出功率，且二次諧波抑制達到了19 dB。由于Foundry提供的有源器件的大信號模型不包含信號源[5]，無法使用諧波平衡法對相位噪聲做出精確仿真，而在振蕩器的設計中有源器件的噪聲系數(shù)和變容管的[Q]值是影響振蕩器相位噪聲的關鍵因素[9?11]。為實現(xiàn)較低的相位噪聲，本文通過對振蕩管及變容管的柵寬結構進行選擇來確保較低的相位噪聲：使振蕩管在實現(xiàn)指標輸出功率條件下具有最小的噪聲系數(shù)，同時在設計中使變容管在實現(xiàn)指標要求的調諧帶寬條件下具有最高的無載[Q]值。

圖4 輸出負阻及匹配網絡仿真

圖5 振蕩器的輸出功率和輸出頻率仿真

MMIC電路具有不易修改和調整的特性，在進行MMIC電路設計時應確保其有足夠高的成品率，目前廣泛使用的是蒙特卡洛成品率分析。蒙特卡洛分析的原理是：根據經驗和工藝技術水平對電路元器件模型的參數(shù)進行公差設定，然后隨機地從元器件參數(shù)的公差范圍內取值進行仿真和計算，通過一系列此類仿真計算實現(xiàn)具有統(tǒng)計特性的仿真結果[3]。其中電路元器件參數(shù)的公差由生產廠商或設計開發(fā)人員來提供，仿真和計算由計算機輔助設計軟件來實現(xiàn)。使用蒙特卡洛方法對本文的MMIC VCO進行200次隨機諧波平衡分析的結果如圖6所示。

圖6 振蕩器的蒙特卡洛分析

由圖6可以看出本文所設計的MMIC VCO在Foundry提供的工藝公差范圍內對器件參數(shù)的變化敏感度較低，具有良好的穩(wěn)定性。設定輸出頻率在24～27 GHz內、輸出功率大于9 dBm為合格品，得到如圖7所示成品率分析結果，具有較高成品率。雖然蒙特卡洛成品率分析基于電路仿真，和版圖的電磁仿真結果存在一定差異，蒙特卡洛成品率分析依然可以有效分析出元器件參數(shù)變化對電路性能的影響，使設計者對電路進行改進，提高設計的成品率，有效地降低設計成本和設計風險。

圖7 振蕩器的成品率分析

4 結 論

本文介紹了VCO設計的基本方法，在此基礎上基于國際先進的0.25 μm GaAs pHEMT工藝設計了一種Ka波段MMIC VCO，并完成了版圖的設計和仿真。版圖仿真結果表明該VCO可在24.6～26.3 GHz的輸出頻帶內實現(xiàn)（10±1） dBm的輸出功率，同時二次諧波抑制大于19 dB，芯片尺寸為1.5 mm×1 mm。本設計基于成熟的0.25 μm GaAs pHEMT工藝，具有流片方便，易集成，輸出功率較高，諧波抑制好等特點，對工程上此類設計和應用具有一定的參考價值。

參考文獻

[1] 張肇儀，周樂柱，吳德明，等.微波工程[M].3版.北京：電子工業(yè)出版社，2006.

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[3] MARSH Steve. Practical MMIC design [M]. USA： Artech House， 2006.

[4] FLORIAN Corrado， TRAVERSO Pier Andrea， FILICORI Fabio. The charge?controlled nonlinear noise modeling approach for the design of MMIC GaAs?pHEMT VCOS for space applications [J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， 2011， 59（4）： 901 ?912.

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[8] BOUDIAF Ali， AhDJOUDJ Mourad， POUVIL Pierre. Low phase?noise PHEMT?based MMIC VCOs for LMDS applications [C]// Digest of 2001 IEEE MTT?S International Microwave Symposium. [S.l.]： IEEE， 2001， 3： 1559?1562.

[9] 費元春.微波固態(tài)頻率源：理論·設計·應用[M].北京：國防工業(yè)出版社，1994.

[10] HWANG Cheol?Gyu， LEE Jeong?Seon， KIM Jeong?Hoon， et al. Simple K?band MMIC VCO utilizing a miniaturized hairpin resonator and a three?terminal p?HEMT varactor with low phase noise and high output power properties [J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2003， 13（6）： 229?231.

[11] 王子宇，王心悅.射頻電路設計：理論及應用[M].2版.北京：電子工業(yè)出版社，2013.

圖2 Ka波段MMIC VCO原理圖

Foundry對有源器件提供設計自由度有單指柵極寬度（Wu）和柵指數(shù)目（N）。更大柵寬結構的有源器件具有更大的功率容量，能提供更大的輸出功率，但是有源器件的噪聲系數(shù)也會隨之增大，這樣會惡化相位噪聲。出于對輸出功率和相位噪聲的綜合考慮，主振蕩管F_osc的柵寬選擇為4×30 μm。變容管由漏極和源極相連并接地的pHEMT管F_varactor來實現(xiàn)，諧振網絡由變容管和微帶線TL4組成。將三端口有源器件用作變容管第一次由J.Lin和T.Itoh于1992年提出[10]，文獻[7]中也使用三端口器件作為壓控振蕩器的調諧器件。有源器件的源極串接反饋電容形成正反饋以獲得負阻，該電容由開路微帶線TL11實現(xiàn)。TL6，TL7，TL8，TL9為輸出匹配網絡，直流偏置網絡均由帶射頻旁路電容的[14]波長微帶線構成。圖2中的[Zout]和[ZL]分別為從點A向左右兩邊看去的阻抗，由振蕩器基本原理知滿足最大輸出功率的小信號起振條件為：

[ReZL（ω0）=-13ReZoutω0ImZL（ω0）=-ImZoutω0] （5）

小信號分析完成后采用諧波平衡分析方法仿真VCO的實際振蕩頻率、輸出功率及相位噪聲，在仿真中調整相關元器件的參數(shù)使最后仿真結果符合設計指標要求。在完成初步電路仿真之后，根據設計指標進行版圖繪制與版圖的電磁仿真和調整以達到設計要求。最后，根據Foundry提供的模型參數(shù)的公差對設計進行蒙特卡洛成品率分析，以確保設計具有良好的成品率。依照上述設計思路所獲得的VCO版圖如圖3所示，滿足設計規(guī)則檢查（DRC）。芯片尺寸為1.5 mm×1 mm。

圖3 Ka波段MMIC VCO版圖

3 MMIC VCO的仿真分析

MMIC 電路的最終性能要通過電磁仿真軟件進行驗證，本文通過2.5D電路仿真軟件MOMENTUM對版圖進行電磁仿真。其中考慮了輸出接口帶來的影響，輸出端口采用單根直徑25 μm，長度為300 μm的金絲bond?wire鍵合，其作用等效為約[5]0.24 nH。

首先進行小信號分析，通過調整源極反饋網絡實現(xiàn)圖2中A點處獲得最大負阻，并確保輸出阻抗[Zout]的電阻部分在其他不需要的頻段為正值以消除寄生振蕩；輸出匹配網絡以滿足式（5）的最大輸出功率條件為目標進行設計。負阻及輸出匹配網絡的版圖仿真結果如圖4所示（調諧電壓為-1 V時）。

由圖4可以看出振蕩電路已滿足小信號分析的起振條件。在完成小信號分析之后采用諧波平衡算法進行分析，基于版圖仿真的振蕩器輸出功率和輸出頻率仿真結果如圖5所示。

由圖5可看出該VCO可在24.6～26.3 GHz的輸出頻率內提供（10±1） dBm的輸出功率，且二次諧波抑制達到了19 dB。由于Foundry提供的有源器件的大信號模型不包含信號源[5]，無法使用諧波平衡法對相位噪聲做出精確仿真，而在振蕩器的設計中有源器件的噪聲系數(shù)和變容管的[Q]值是影響振蕩器相位噪聲的關鍵因素[9?11]。為實現(xiàn)較低的相位噪聲，本文通過對振蕩管及變容管的柵寬結構進行選擇來確保較低的相位噪聲：使振蕩管在實現(xiàn)指標輸出功率條件下具有最小的噪聲系數(shù)，同時在設計中使變容管在實現(xiàn)指標要求的調諧帶寬條件下具有最高的無載[Q]值。

圖4 輸出負阻及匹配網絡仿真

圖5 振蕩器的輸出功率和輸出頻率仿真

MMIC電路具有不易修改和調整的特性，在進行MMIC電路設計時應確保其有足夠高的成品率，目前廣泛使用的是蒙特卡洛成品率分析。蒙特卡洛分析的原理是：根據經驗和工藝技術水平對電路元器件模型的參數(shù)進行公差設定，然后隨機地從元器件參數(shù)的公差范圍內取值進行仿真和計算，通過一系列此類仿真計算實現(xiàn)具有統(tǒng)計特性的仿真結果[3]。其中電路元器件參數(shù)的公差由生產廠商或設計開發(fā)人員來提供，仿真和計算由計算機輔助設計軟件來實現(xiàn)。使用蒙特卡洛方法對本文的MMIC VCO進行200次隨機諧波平衡分析的結果如圖6所示。

圖6 振蕩器的蒙特卡洛分析

由圖6可以看出本文所設計的MMIC VCO在Foundry提供的工藝公差范圍內對器件參數(shù)的變化敏感度較低，具有良好的穩(wěn)定性。設定輸出頻率在24～27 GHz內、輸出功率大于9 dBm為合格品，得到如圖7所示成品率分析結果，具有較高成品率。雖然蒙特卡洛成品率分析基于電路仿真，和版圖的電磁仿真結果存在一定差異，蒙特卡洛成品率分析依然可以有效分析出元器件參數(shù)變化對電路性能的影響，使設計者對電路進行改進，提高設計的成品率，有效地降低設計成本和設計風險。

圖7 振蕩器的成品率分析

4 結 論

本文介紹了VCO設計的基本方法，在此基礎上基于國際先進的0.25 μm GaAs pHEMT工藝設計了一種Ka波段MMIC VCO，并完成了版圖的設計和仿真。版圖仿真結果表明該VCO可在24.6～26.3 GHz的輸出頻帶內實現(xiàn)（10±1） dBm的輸出功率，同時二次諧波抑制大于19 dB，芯片尺寸為1.5 mm×1 mm。本設計基于成熟的0.25 μm GaAs pHEMT工藝，具有流片方便，易集成，輸出功率較高，諧波抑制好等特點，對工程上此類設計和應用具有一定的參考價值。

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[11] 王子宇，王心悅.射頻電路設計：理論及應用[M].2版.北京：電子工業(yè)出版社，2013.

圖2 Ka波段MMIC VCO原理圖

Foundry對有源器件提供設計自由度有單指柵極寬度（Wu）和柵指數(shù)目（N）。更大柵寬結構的有源器件具有更大的功率容量，能提供更大的輸出功率，但是有源器件的噪聲系數(shù)也會隨之增大，這樣會惡化相位噪聲。出于對輸出功率和相位噪聲的綜合考慮，主振蕩管F_osc的柵寬選擇為4×30 μm。變容管由漏極和源極相連并接地的pHEMT管F_varactor來實現(xiàn)，諧振網絡由變容管和微帶線TL4組成。將三端口有源器件用作變容管第一次由J.Lin和T.Itoh于1992年提出[10]，文獻[7]中也使用三端口器件作為壓控振蕩器的調諧器件。有源器件的源極串接反饋電容形成正反饋以獲得負阻，該電容由開路微帶線TL11實現(xiàn)。TL6，TL7，TL8，TL9為輸出匹配網絡，直流偏置網絡均由帶射頻旁路電容的[14]波長微帶線構成。圖2中的[Zout]和[ZL]分別為從點A向左右兩邊看去的阻抗，由振蕩器基本原理知滿足最大輸出功率的小信號起振條件為：

[ReZL（ω0）=-13ReZoutω0ImZL（ω0）=-ImZoutω0] （5）

小信號分析完成后采用諧波平衡分析方法仿真VCO的實際振蕩頻率、輸出功率及相位噪聲，在仿真中調整相關元器件的參數(shù)使最后仿真結果符合設計指標要求。在完成初步電路仿真之后，根據設計指標進行版圖繪制與版圖的電磁仿真和調整以達到設計要求。最后，根據Foundry提供的模型參數(shù)的公差對設計進行蒙特卡洛成品率分析，以確保設計具有良好的成品率。依照上述設計思路所獲得的VCO版圖如圖3所示，滿足設計規(guī)則檢查（DRC）。芯片尺寸為1.5 mm×1 mm。

圖3 Ka波段MMIC VCO版圖

3 MMIC VCO的仿真分析

MMIC 電路的最終性能要通過電磁仿真軟件進行驗證，本文通過2.5D電路仿真軟件MOMENTUM對版圖進行電磁仿真。其中考慮了輸出接口帶來的影響，輸出端口采用單根直徑25 μm，長度為300 μm的金絲bond?wire鍵合，其作用等效為約[5]0.24 nH。

首先進行小信號分析，通過調整源極反饋網絡實現(xiàn)圖2中A點處獲得最大負阻，并確保輸出阻抗[Zout]的電阻部分在其他不需要的頻段為正值以消除寄生振蕩；輸出匹配網絡以滿足式（5）的最大輸出功率條件為目標進行設計。負阻及輸出匹配網絡的版圖仿真結果如圖4所示（調諧電壓為-1 V時）。

由圖4可以看出振蕩電路已滿足小信號分析的起振條件。在完成小信號分析之后采用諧波平衡算法進行分析，基于版圖仿真的振蕩器輸出功率和輸出頻率仿真結果如圖5所示。

由圖5可看出該VCO可在24.6～26.3 GHz的輸出頻率內提供（10±1） dBm的輸出功率，且二次諧波抑制達到了19 dB。由于Foundry提供的有源器件的大信號模型不包含信號源[5]，無法使用諧波平衡法對相位噪聲做出精確仿真，而在振蕩器的設計中有源器件的噪聲系數(shù)和變容管的[Q]值是影響振蕩器相位噪聲的關鍵因素[9?11]。為實現(xiàn)較低的相位噪聲，本文通過對振蕩管及變容管的柵寬結構進行選擇來確保較低的相位噪聲：使振蕩管在實現(xiàn)指標輸出功率條件下具有最小的噪聲系數(shù)，同時在設計中使變容管在實現(xiàn)指標要求的調諧帶寬條件下具有最高的無載[Q]值。

圖4 輸出負阻及匹配網絡仿真

圖5 振蕩器的輸出功率和輸出頻率仿真

MMIC電路具有不易修改和調整的特性，在進行MMIC電路設計時應確保其有足夠高的成品率，目前廣泛使用的是蒙特卡洛成品率分析。蒙特卡洛分析的原理是：根據經驗和工藝技術水平對電路元器件模型的參數(shù)進行公差設定，然后隨機地從元器件參數(shù)的公差范圍內取值進行仿真和計算，通過一系列此類仿真計算實現(xiàn)具有統(tǒng)計特性的仿真結果[3]。其中電路元器件參數(shù)的公差由生產廠商或設計開發(fā)人員來提供，仿真和計算由計算機輔助設計軟件來實現(xiàn)。使用蒙特卡洛方法對本文的MMIC VCO進行200次隨機諧波平衡分析的結果如圖6所示。

圖6 振蕩器的蒙特卡洛分析

由圖6可以看出本文所設計的MMIC VCO在Foundry提供的工藝公差范圍內對器件參數(shù)的變化敏感度較低，具有良好的穩(wěn)定性。設定輸出頻率在24～27 GHz內、輸出功率大于9 dBm為合格品，得到如圖7所示成品率分析結果，具有較高成品率。雖然蒙特卡洛成品率分析基于電路仿真，和版圖的電磁仿真結果存在一定差異，蒙特卡洛成品率分析依然可以有效分析出元器件參數(shù)變化對電路性能的影響，使設計者對電路進行改進，提高設計的成品率，有效地降低設計成本和設計風險。

圖7 振蕩器的成品率分析

4 結 論

本文介紹了VCO設計的基本方法，在此基礎上基于國際先進的0.25 μm GaAs pHEMT工藝設計了一種Ka波段MMIC VCO，并完成了版圖的設計和仿真。版圖仿真結果表明該VCO可在24.6～26.3 GHz的輸出頻帶內實現(xiàn)（10±1） dBm的輸出功率，同時二次諧波抑制大于19 dB，芯片尺寸為1.5 mm×1 mm。本設計基于成熟的0.25 μm GaAs pHEMT工藝，具有流片方便，易集成，輸出功率較高，諧波抑制好等特點，對工程上此類設計和應用具有一定的參考價值。

參考文獻

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