張 松， 李 杰， 侯利朋， 劉 俊， 陳 偉

(1.中北大學(xué)電子測(cè)試技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室;儀器科學(xué)與動(dòng)態(tài)測(cè)試教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，山西太原 030051;2.山西北方惠豐機(jī)電有限公司科研設(shè)計(jì)二所，山西長(zhǎng)治 046012)

0 引言

不同的便攜式設(shè)備需求的供電電壓不盡相同，目前大部分車載電源先將汽車蓄電池的DC12 V升高到AC220 V，再通過車載適配器給車載設(shè)備供電。但是兩次電壓變換會(huì)降低電源效率，導(dǎo)致蓄電池續(xù)航時(shí)間變短［1］。目前也有一些DC/DC電源，但功率都比較小，無法滿足某些特殊設(shè)備的需求，如車載電腦等。因此對(duì)于高功率DC/DC升壓電源的需求日益迫切，所以研制開發(fā)便攜式新型低壓開關(guān)電源有重要意義［2-3］，要求其具有體積小、功率大、損耗小、效率高、應(yīng)用范圍廣等優(yōu)點(diǎn)。

本文在深入了解Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，提出一種基于UC3843芯片的 DC-DC模塊電源設(shè)計(jì)方案。經(jīng)過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，該模塊電源實(shí)現(xiàn)了直流電壓12～24 V的轉(zhuǎn)化，且輸出電壓可在24～31 V之間根據(jù)用戶的實(shí)際需求進(jìn)行調(diào)節(jié)［4］，并在數(shù)碼管上實(shí)時(shí)顯示。與此同時(shí)，電源輸出功率30 W，DC-DC變換效率達(dá)到80%，輸出紋波電壓35 mV，對(duì)于輸入電壓穩(wěn)定性要求高的便攜式設(shè)備有一定的實(shí)際應(yīng)用意義。

1 系統(tǒng)工作原理

系統(tǒng)組成原理圖如圖1所示，采用非隔離Boost結(jié)構(gòu)作為DC-DC主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以高性能固定頻率電流模式控制器UC3843作為電源的控制芯片，控制開關(guān)管的開斷，結(jié)合電壓和電流反饋回路對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)［5-6］。通過LM7805芯片將12 V輸入電壓穩(wěn)壓到5 V，為ATmega8供電，通過單片機(jī)ADC 6通道采集模擬電壓，將采集到的模擬輸入量轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)后輸出，并在數(shù)碼管上實(shí)時(shí)顯示。

圖1 系統(tǒng)總體組成

2 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

硬件電路由DC-DC主拓?fù)?、開關(guān)管驅(qū)動(dòng)、輸出電壓顯示三個(gè)模塊組成。

2.1 DC-DC 主拓?fù)?/h3>

本設(shè)計(jì)采用結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單的Boost拓?fù)浠芈穼?shí)現(xiàn)升壓功能，由儲(chǔ)能電感L1，PWM控制開斷的開關(guān)晶體管IRF540，續(xù)流二極管MBR2045ct及儲(chǔ)能濾波電容C4組成，電路圖如圖2所示。

圖2 Boost主拓?fù)潆娐穲D

2.1.1 電感的確定

當(dāng)開關(guān)管處于ton時(shí)，開關(guān)管為導(dǎo)通狀態(tài)，二極管處于截止?fàn)顟B(tài)，流經(jīng)電感和開關(guān)管的電流逐漸增大，電感兩端的電壓為Ui，開關(guān)管導(dǎo)通和電流取樣電阻的壓降之和為Us，則電流增加部分ΔILon滿足:

當(dāng)開關(guān)管處于toff時(shí)，開關(guān)管截止，二極管處于導(dǎo)通狀態(tài)，儲(chǔ)存在電感中的能量提供給輸出，流經(jīng)電感和二極管的電流處于減少狀態(tài)，二極管正向壓降為Uf，電感兩端電壓為Uo+Uf－Ui，則電流減少部分ΔILoff滿足:

電路穩(wěn)定狀態(tài)下(即電流連續(xù)后到最大輸出時(shí))，ΔILon=ΔILoff得:

若忽略電感損耗(電感輸入功率等于輸出功率)即滿足:

由式(4)和(5)得電感平均電流:

式中，f為開關(guān)頻率。

為保證電流連續(xù)，電感應(yīng)滿足:

由式(6)～(8)可得滿足電流連續(xù)情況下的電感值:

由式(1)得電感的電流紋波:

根據(jù)設(shè)計(jì)要求計(jì)算電感的相關(guān)參數(shù)。首先，根據(jù)輸入電壓和輸出電壓確定最大占空比。由式(4)得:

當(dāng)輸出最大負(fù)載時(shí)至少應(yīng)滿足電路工作在CCM模式下，即必須滿足:

其次，考慮在10%額定負(fù)載以上電流連續(xù)的情況。電路在額定輸出時(shí)電感紋波電流為平均電流的20% ～30%，增加ΔIL可以減小電感，但為不增加輸出紋波電壓，須增大輸出濾波電容，取30%為平衡點(diǎn)［7］，即:

由式(7)和(10)可得式(11):

流過電感的峰值電流:

所以選擇50～100 μH且通過10 A電流不會(huì)飽和的電感。

2.1.2 開關(guān)管的選擇

本設(shè)計(jì)選擇MOSFET場(chǎng)效應(yīng)晶體管作為開關(guān)管。MOSFET晶體管是單極型器件，頻率特性好，常用于高頻低壓領(lǐng)域。在選擇開關(guān)管時(shí)，要考慮最大漏-源電壓VDSS、連續(xù)漏電流ID和導(dǎo)通內(nèi)阻RDS(ON)［8］。根據(jù)確定電感時(shí)的相關(guān)數(shù)據(jù)，選擇IRF540作為開關(guān)管，其具體參數(shù)為UDSS=100 V、ID=23 A、RDS(ON)=77 mΩ。

2.1.3 整流二極管的選擇

該電路中輸出二極管首先須能承受與輸出電壓等值的反向電壓，并能傳導(dǎo)負(fù)載所需的最大電流，同時(shí)防止開關(guān)閉合時(shí)，電容的電荷流向開關(guān)管至其損壞。此外，二極管要有較小的正向壓降及電流快速恢復(fù)的特點(diǎn)，以減少功率損耗。本設(shè)計(jì)選用MBR系列肖特基二極管。經(jīng)過計(jì)算，流過二極管的峰值電流為:

所以選擇型號(hào)為MBR2045ct的肖特基二極管，其參數(shù)為:峰值反向電壓45 V，正向連續(xù)電流20 A，正向壓降 0.84 V。

2.1.4 濾波電容的選擇

輸出電容有濾波和儲(chǔ)能的作用，輸出電容的選定取決于對(duì)輸出紋波電壓的要求，紋波電壓與電容的等效串聯(lián)電阻ESR有關(guān)，電容的允許紋波電流要大于電路中的紋波電流。

另外，為滿足輸出紋波電壓相對(duì)值的要求，濾波電容應(yīng)滿足:

式中只有ΔUo是不確定的，由該式知，電容的容值與輸出紋波電壓成反比關(guān)系［9］。

根據(jù)計(jì)算的ESR值和容值選擇電容，由于低溫時(shí)ESR值增大，故應(yīng)按低溫下的ESR值來選擇電容，所以選用2 200 μF/50 V頻率特性好的電解電容。

2.2 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)

選擇和設(shè)計(jì)MOS管驅(qū)動(dòng)時(shí)需注意兩個(gè)方面。①可提供瞬間短路電流的大小;②高端驅(qū)動(dòng)的NMOS導(dǎo)通時(shí)需要柵極電壓大于源極電壓，而高端驅(qū)動(dòng)的MOS管導(dǎo)通時(shí)源極電壓與漏極電壓(UCC)相同，所以這時(shí)柵極電壓要比UCC4 V。上述4 V就是IRF540的最大導(dǎo)通電壓［10］。IRF540僅需要1 mA的短路電流就能導(dǎo)通，因此選用電流控制型芯片UC3843來驅(qū)動(dòng)MOS管的開斷。該芯片集成高增益誤差放大電路，電流取樣比較器及可微調(diào)振蕩器，能精確的控制占空比。UC3843外圍電路圖如圖3所示。

圖3 UC3843外圍電路

2.2.1 振蕩器電路

UC3843通過Uref引腳輸出5 V基準(zhǔn)電壓給定時(shí)電阻R7和定時(shí)電容C9充電，C9通過器件內(nèi)部電流源放電，芯片工作頻率:

取R7=7.5 kV，C9=4 700 pF，則f=49 kHz。

2.2.2 電流采樣與限流電路

由UC3843內(nèi)部結(jié)構(gòu)知，采樣電流通過電阻轉(zhuǎn)成的采樣電壓不能超過1 V，否則芯片會(huì)保護(hù)性的停止輸出?？紤]取樣電阻的功耗及限流影響輸出功率，取采樣電阻R8=0.04 Ω。當(dāng)R8串連到MOS管源極時(shí)，整流管和電感會(huì)造成電流波形的前沿出現(xiàn)較大尖峰，接入R5和C7構(gòu)成濾波電路濾除尖峰，避免芯片誤判而保護(hù)性停止輸出［11］。

2.2.3 電壓反饋電路

UC3843根據(jù)電壓反饋來確定當(dāng)前的輸出脈寬。R4、R6及R9構(gòu)成電壓反饋電路，通過此反饋來確定脈寬寬度，它和2.5 V基準(zhǔn)電壓做比較來確定誤差電壓，若反饋電壓高于2.5 V，則脈寬變窄，反之變寬，由此可以確定輸出24 V時(shí)所選電阻的阻值;通過調(diào)節(jié)R9的值可以改變輸出電壓，達(dá)到電壓可調(diào)的目的［12］。

2.2.4 誤差放大器電路

UC3843輸出端與反相輸入端之間應(yīng)接補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，以便控制閉環(huán)頻率響應(yīng)。反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)在回路傳輸特性的處將產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)。取Rf=220 kV、Cf=1 000 pF，該極點(diǎn)可消除功率電路中濾波電容等效串聯(lián)電路產(chǎn)生的零點(diǎn)，改善放大器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，從而提高開關(guān)電源的穩(wěn)定性［13］。

2.2.5 推拉輸出

當(dāng)UC3843推拉輸出驅(qū)動(dòng)MOS管時(shí)，峰值電流可達(dá)±1 A，可直接驅(qū)動(dòng)MOS管，但根據(jù)MOS管特性，應(yīng)在推拉輸出端和柵極之間接一個(gè)20 Ω的電阻以起到隔離緩沖的作用［14］。

2.3 輸出電壓顯示

ATmega8有一個(gè)10位的逐次逼近型 ADC。該ADC與一個(gè)8通道的模擬多路復(fù)用器連接，能對(duì)來自端口C的8路單端輸入電壓進(jìn)行采樣;ADC還包括一個(gè)采樣保持電路，以確保在轉(zhuǎn)換過程中輸入到ADC的電壓保持恒定［15］。通過寫ADMUX寄存器的REFSn位把AVCC或內(nèi)部2.56 V參考電壓連接到AREF引腳。在AREF引腳上加一個(gè)電容進(jìn)行解耦，以更好地抑制噪聲［16］。

當(dāng)ADEN置位時(shí)參考電壓及輸入通道選擇才生效，ADEN清零時(shí)ADC并不耗電，因此在進(jìn)入節(jié)能睡眠模式之前關(guān)閉 ADC。設(shè)置 ADCSRA寄存器的ADEN即可啟動(dòng)ADC，ADC將轉(zhuǎn)換成的數(shù)字量存放于數(shù)據(jù)寄存器ADCH及ADCL中。

本設(shè)計(jì)選用ADC6通道采集模擬電壓，C0～C3為位選輸出，D0～D7為段選輸出，AREF接地，參考電壓為MVCC，電路圖如圖4所示。

圖4 ATmega電壓采集

通過程序控制ADC電壓采樣，將轉(zhuǎn)換后的數(shù)字量進(jìn)行電壓換算，并點(diǎn)亮共陰極數(shù)碼管實(shí)時(shí)顯示。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 便攜性測(cè)試

系統(tǒng)整機(jī)電路，其尺寸:長(zhǎng)7 cm，寬4 cm，便攜易帶。

3.2 功率和效率測(cè)試

通過改變負(fù)載大小測(cè)試系統(tǒng)的承載能力，并計(jì)算輸出的最大功率及電源效率。數(shù)據(jù)如表1所示。

輸出功率達(dá)到30 W，效率達(dá)到80%，且效率隨負(fù)載增大而增大。負(fù)載小時(shí)，電路中電流較大，二極管和開關(guān)管功耗會(huì)增大，且電流增大會(huì)使電感容易磁飽和，損耗增大。

表1 不同負(fù)載的相關(guān)數(shù)據(jù)

輸出紋波電壓均值為35 mV，如圖5所示。

圖5 輸出電壓紋波

3.3 輸出電壓可調(diào)測(cè)試

該系統(tǒng)可在24～31 V之間穩(wěn)壓輸出，其表2。

表2 不同輸出電壓的相關(guān)參數(shù)

通過可變電阻R9調(diào)整輸出電壓，從而使反饋電壓最終保持在2.5 V左右。

輸出電壓改變時(shí)，系統(tǒng)仍能很好地帶負(fù)載輸出。輸出電壓28 V，負(fù)載30 Ω時(shí)，PWM波形正常，輸出電壓穩(wěn)定，系統(tǒng)工作正常。

4 結(jié)語

采用UC3843控制開關(guān)管開斷，Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)升壓，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，成本低，提高了電源效率及性價(jià)比。7×4 cm2的整機(jī)結(jié)構(gòu)，便攜易帶;輸出功率達(dá)到30 W，如果增大電感線徑，輸出功率仍可以提高，可以滿足某些功率偏大的便攜設(shè)備的要求;通過調(diào)節(jié)可變電阻改變反饋電壓，達(dá)到改變輸出電壓的目的，并直觀顯示在數(shù)碼管上，滿足不同設(shè)備的供電要求。為DC-DC變換電路的快速實(shí)現(xiàn)提供一種工程方面的參考。

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