馬鵬， 劉衛(wèi)國， 毛帥， 彭紀昌， 駱光照

(西北工業(yè)大學自動化學院，陜西西安710072)

0 引言

起動/發(fā)電一體化是未來航空電源系統(tǒng)的一個重要發(fā)展趨勢。目前在航空大功率交流電源系統(tǒng)中，普遍采用三級式同步電機作為發(fā)電機，采用有刷直流電機作為起動機，這就使得飛機電源系統(tǒng)供配電體制多、體積和質(zhì)量較大、系統(tǒng)復雜、故障率高、維護性較差。若能夠使三級式同步電機工作在電動狀態(tài)，實現(xiàn)航空發(fā)動機的起動功能，就可以省去起動電機，這既能有效降低航空電源系統(tǒng)的復雜程度、體積重量及制造成本，也能提高飛機電源系統(tǒng)的可靠性和維護性［1－3］。

三級式同步電機在發(fā)電狀態(tài)時由飛機發(fā)動機通過附件機匣拖動，主勵磁機定子繞組通入直流電，此時主勵磁機電樞繞組內(nèi)可感應出三相交流電，經(jīng)過旋轉(zhuǎn)整流器整流后，可以實現(xiàn)主發(fā)電機的轉(zhuǎn)子直流勵磁。當采用該電機作為航空發(fā)動機的起動機時，由于電機處于靜止狀態(tài)，所以勵磁機采用直流勵磁時將無法實現(xiàn)主發(fā)電機的轉(zhuǎn)子勵磁。因此，要實現(xiàn)三級式同步電機的起動功能，關鍵是要解決三級式同步電機在電動狀態(tài)時的勵磁問題。

在美國專利［4－6］中公開的三級式同步電機起動/發(fā)電一體化系統(tǒng)中，勵磁機的單相繞組都改為了三相繞組，當電機靜止時采用三相交流電在勵磁機空間內(nèi)產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場，通過切割勵磁機電樞繞組產(chǎn)生感應電勢，解決三級式同步電機在靜止/低速狀態(tài)下的勵磁問題，當電機達到一定轉(zhuǎn)速后，再通過改變控制方式使三相繞組變?yōu)閱蜗嗬@組，此時采用直流勵磁方式。這種方式不僅需要重新設計勵磁機繞組，還會增加起動控制系統(tǒng)的復雜程度和體積重量，影響了系統(tǒng)的可靠性。文獻［7－8］提出一種向勵磁機通入單相交流電實現(xiàn)主發(fā)電機轉(zhuǎn)子勵磁的方法。文獻［9－10］主要通過仿真的方式分析了三級式同步電機的電動起動過程，提出電機在靜止/低速時用單相交流勵磁，轉(zhuǎn)速較高時用直流勵磁的勵磁控制方法，但是文章主要針對電機的起動方案進行研究，對勵磁控制的工程實現(xiàn)方法以及單相交流/方波勵磁向直流勵磁切換時的具體實現(xiàn)過程缺少相關論述。

在前期的研究工作中，搭建了三級式同步電機的起動控制試驗平臺，采用單相交流勵磁的方式，通過設計專門的起動控制策略，已經(jīng)較好的解決了電機在低速弱勵磁情況下的大轉(zhuǎn)矩輸出問題。為了更好的提高電機的起動帶載性能，參考文獻［9－10］提到的勵磁控制策略，綜合考慮控制器的體積、重量、硬件可行性以及相關的起動實驗數(shù)據(jù)后，為了保證電機在高轉(zhuǎn)速時的轉(zhuǎn)矩輸出，此時需要切換為直流勵磁。當電機輸出轉(zhuǎn)矩較小時，可以通過適當調(diào)整勵磁頻率、電壓后，采用直接切換的方式實現(xiàn)勵磁方式的改變，但是在電機輸出額定轉(zhuǎn)矩時，由于此時電機的電樞電流較大(＞300A)，若仍然采用上述切換方式，易造成主發(fā)電機電樞電流波動，導致控制器保護停機。

針對上述問題，分析了勵磁機采用單相交流勵磁和直流勵磁時的輸出特性，并設計實驗對其進行了間接驗證，針對獲取的勵磁切換點，設計了適用于三級式同步電機起動過程的勵磁控制方法，并根據(jù)勵磁控制器逆變主電路的調(diào)制特點，提出一種單相交流/直流一體化調(diào)制算法，實驗結(jié)果證明了其有效性。

1 勵磁機勵磁控制策略研究

1.1 勵磁機輸出特性分析

圖1所示為三級式同步電機的結(jié)構(gòu)。

圖1 三級式同步電機結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of three-stage brushless synchronous machine

當勵磁機通入頻率為f1的單相交流電時，將在勵磁機空間建立脈振磁勢，其基波磁勢可分解為轉(zhuǎn)向相反、轉(zhuǎn)速相同、正弦分布、幅值相同的兩個旋轉(zhuǎn)磁勢［9－10］。設勵磁機的勵磁電流為

式中，If為勵磁電流有效值。設電機轉(zhuǎn)速為n、勵磁機轉(zhuǎn)子極對數(shù)為p，勵磁機電樞繞組以不同的速度切割正序和負序磁勢，可感應出頻率分別為f－=f1+f和f+=f1－f的兩種感應電勢，其中f=pn/60。假設勵磁機磁路不飽和，同時忽略磁場高次諧波，且開始轉(zhuǎn)動時勵磁機轉(zhuǎn)子A相繞組軸線超前勵磁繞組軸線的電角度為θ，勵磁機的勵磁繞組與電樞繞組之間的互感為Mf，以A相為例，勵磁機空間內(nèi)產(chǎn)生的脈振磁勢的磁鏈方程為［11－12］

式中ω=2πf=2πpn/60，勵磁機電樞繞組中產(chǎn)生的感應電勢為

當電機處于靜止狀態(tài)時，ω=0，此時勵磁機電樞繞組的感應電勢為變壓器電勢為

當勵磁機在旋轉(zhuǎn)狀態(tài)下通入單相直流電勵磁時，ω1=0，此時勵磁機電樞繞組的感應電勢為切割電勢:

由于三級式同步電機為無刷結(jié)構(gòu)，因此旋轉(zhuǎn)狀態(tài)下主發(fā)電機轉(zhuǎn)子勵磁電流無法直接檢測，因此搭建勵磁機的Matlab數(shù)學模型［13］，分別在交流勵磁方式和直流勵磁方式下對勵磁機的輸出特性進行仿真分析。設置勵磁機的勵磁電流有效值均為2.5 A，在兩種勵磁方式下主發(fā)電機獲得的勵磁電流隨轉(zhuǎn)速的變化如圖2所示。

圖2 主發(fā)電機勵磁電流隨轉(zhuǎn)速變化仿真結(jié)果Fig.2 Simulation results of the excitation current of the main generator vs speed

利用MAGTROL加載臺分別測試在固定80 N·m負載時，電機在單相交流勵磁和直流勵磁方式下的帶載能力。其中，測試直流勵磁方式的帶載能力時，首先向勵磁機通入單相交流電，在輕載狀態(tài)(＜20 N·m)下拖動到測試轉(zhuǎn)速，然后通過直接切換的方式變?yōu)橹绷鲃畲牛绷鲃畲烹娏鞣€(wěn)定后，再緩慢提高負載。實驗得到的主發(fā)電機電樞電流的變化如圖3所示。

由圖可見，隨著主發(fā)電機轉(zhuǎn)子勵磁電流的升高，相同負載下主發(fā)電機電樞電流下降，在兩種勵磁方式下的變化趨勢與交叉點與仿真情況相吻合，說明搭建的數(shù)學模型具有一定的有效性，可以用來做下一步勵磁控制策略的研究。

圖3 主發(fā)電機電樞電流隨轉(zhuǎn)速變化實驗結(jié)果Fig.3 Experimental results of the armature current of the main generator vs speed

1.2 勵磁機勵磁控制策略研究

由前述分析可見，要提高主發(fā)電機的帶載性能，勵磁機需要在合適的轉(zhuǎn)速點從單相交流勵磁切換至直流勵磁。但是實驗發(fā)現(xiàn)，當主發(fā)電機輸出轉(zhuǎn)矩達到航空發(fā)動機要求的最大起動轉(zhuǎn)矩點(800 r/min，110 N·m)時，由于控制器輸出電流已接近硬件保護門限，當勵磁機由交流勵磁方式直接切換至直流勵磁方式時，產(chǎn)生的勵磁沖擊易導致主發(fā)電機控制器故障，使得起動失敗，而繼續(xù)采用交流勵磁時又難以保證主發(fā)電機高轉(zhuǎn)速時的帶載起動性能，同時受主發(fā)電機容量以及控制器體積重量、功率器件的限制，也難以采用增大主發(fā)電機電樞電流的方式提高其帶載能力。因此，提出了圖4所示的三級式同步電機在起動過程中的勵磁機控制策略。

圖4 三級式同步電機起動過程勵磁控制策略Fig.4 Structure of excitation control strategy in the starting process for three-stage synchronous machine

圖中，MA為控制系統(tǒng)根據(jù)電機轉(zhuǎn)速計算得出的交流勵磁分量的調(diào)制度為給定勵磁電流i*和實際勵磁電流i經(jīng)過PID調(diào)節(jié)得出的直流勵磁分量的調(diào)制度，受MDmax的限制，實際輸出的直流勵磁調(diào)制度為MD。在起動過程中，上圖所示的勵磁控制策略將處于3種不同的工作模式:

1)當電機靜止/低速(＜800 r/min)時，MA=1，實際輸出MD為0，此時勵磁機為單相交流勵磁方式，控制器輸出最高交流調(diào)制電壓;

2)當電機達到800 r/min后，交流勵磁分量的調(diào)制度MA開始隨著轉(zhuǎn)速按照一定斜率減小，MDmax開始增大，實際輸出的MD則根據(jù)勵磁機的勵磁電流進入實時調(diào)節(jié)狀態(tài)，此時勵磁機處于單相交流勵磁方式和直流勵磁方式的過渡階段，在勵磁電流中既有交流分量也有直流分量;

3)當MA減小到0以后，勵磁機進入直流勵磁方式，此時控制器根據(jù)勵磁機額定勵磁電流的大小進行恒流閉環(huán)調(diào)節(jié)。

2 單相交流/直流一體化調(diào)制方法

為有效實現(xiàn)前文所述的勵磁機控制策略，解決電機在整個起動過程中的平穩(wěn)勵磁，就需要研究合適的勵磁控制的調(diào)制算法。為滿足交、直流兩種勵磁方式的需求，勵磁機控制器采用H橋逆變電路(圖5)，其兩個輸出端Va、Vb分別接到勵磁機勵磁繞組的 V+、V－端。

圖5 單相H橋PWM逆變電路Fig.5 Single-phase H bridge PWM inverter circuit

設直流側(cè)母線電壓為VDC，同一橋臂上功率管關斷、下功率管導通時用“0”表示，上功率管導通、下功率管關斷時用“1”表示，該回路可產(chǎn)生4種離散輸出線電壓矢量，見表 1［14－15］。

表1 H橋逆變器的4種開關狀態(tài)Table 1 Switching patterns of a H bridge PWM inverter

根據(jù)H橋逆變器的4個開關狀態(tài)，取有效矢量ν1、ν2所在的坐標軸為α軸，其法線方向為β軸，設逆變器當前輸出電壓Vref=VAcosθ，則當前參考電壓矢量VA所在的位置如圖6所示。此時，該矢量可由有效矢量 ν2和零矢量 ν0、ν3合成。

根據(jù)圖6所示矢量圖，以下分別討論控制器在輸出單相交流電、直流電以及即含有直流分量也含有交流分量的交直流混合調(diào)制原理。

圖6 H橋逆變器輸出電壓矢量圖Fig.6 H bridge PWM inverter output voltage vectors

2.1 單相交流調(diào)制原理分析

當逆變器輸出幅值為VA、頻率為f，且滿足ω=2πf的單相交流電時，其矢量軌跡為以0點為圓心，半徑為 VA的圓［16］，如圖7所示。

圖7 單相交流輸出矢量圖Fig.7 Single-phase AC output vectors

設交流信號的調(diào)制度滿足

則逆變器輸出的交流參考電壓可表示為

2.2 直流調(diào)制原理分析

當逆變器輸出有效值為VD＞0的直流勵磁信號時，其矢量位置如圖8所示。

圖8 直流輸出矢量圖Fig.8 DC output vectors

設直流信號調(diào)制度滿足

則逆變器輸出的直流參考電壓可表示為

2.3 交直流混合調(diào)制原理分析

當勵磁機開始由單相交流勵磁向直流勵磁切換時，在控制器輸出的勵磁電流中既含有交流分量，也有直流分量，參考圖7和圖8，此時的矢量軌跡如圖9所示。

當交流勵磁分量繼續(xù)減小，直流勵磁分量繼續(xù)增大時，矢量軌跡如圖10所示。

圖10 帶有交流分量的直流輸出矢量圖Fig.10 With an AC component of the DC output vectors

當交流分量減小至0時，勵磁機切換至圖8所示的純直流勵磁方式。參考圖9和圖10，在切換過程中逆變器輸出參考電壓為

2.4 PWM脈寬計算

設開關周期為TS，有效矢量的作用時間為T1，根據(jù)伏秒平衡原則，有

由式(8)、(9)得有效矢量和零矢量的作用時間分別為

式中:當MD=0、MA＞0時，勵磁機為單相交流勵磁方式，此時逆變器輸出的電壓矢量如圖7所示，勵磁頻率為f=ω/2π;當 MD＞0、MA=0時，逆變器輸出為直流勵磁信號，如圖8所示;當MD＞0、MA＞0時，勵磁機處于勵磁方式切換階段，此時逆變器輸出電壓矢量如圖9、10所示。參考三相SVPWM零矢量分配方法［17－18］，當 Vref＞ 0 時，在一個開關周期內(nèi)可得圖11所示的兩種開關模式。其中CMPa和CMPb表示采用DSP實現(xiàn)時比較寄存器的值。

圖11 PWM實現(xiàn)Fig.11 Realization of PWM

3 實驗驗證

利用專門設計的三級式同步電機控制器和一臺三級式同步電機，通過MAGTROL公司的2PT115－T加載臺搭建了起動實驗平臺?？刂破鞯慕Y(jié)構(gòu)如圖12所示。

圖12 三級式同步電機起動系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.12 Structure of three-stage brushless synchronous machine starting system

以圖10所示輸出矢量為例，采用圖11(b)所示的PWM實現(xiàn)方式，此時控制器輸出帶有100 Hz交流分量的直流勵磁電流，實驗波形如圖13所示，這說明本文提出的調(diào)制方法能夠滿足電機進行勵磁切換階段的調(diào)制需求。

圖13 帶有交流分量的直流勵磁電流波形圖Fig.13 DC Excitation current waveforms with an AC component

采用2PT115－T加載臺模擬航空發(fā)動機負載，設置起動負載曲線如圖14所示，電機由700 r/min開始由單相交流勵磁向直流勵磁切換，850 r/min切換完畢。電機起動轉(zhuǎn)速曲線如圖15所示，在起動過程中，主發(fā)電機轉(zhuǎn)矩輸出平穩(wěn)，能夠在要求的起動時間內(nèi)上升至額定轉(zhuǎn)速，說明本文提出的勵磁切換方式及控制策略能夠滿足三級式同步電機在起動過程中的勵磁需求。

圖14 三級式同步電機起動過程負載曲線Fig.14 Load curve of three-stage electrically excited synchronous motor starting process

圖15 三級式同步電機起動過程轉(zhuǎn)速曲線Fig.15 Speed curve of three-stage electrically excited synchronous motor starting process

4 結(jié)語

本文分析了三級式同步電機在電動起動的過程中，勵磁機采用不同勵磁方式時的勵磁輸出特性，并通過起動實驗做了間接驗證。針對起動過程中電機的電樞電流較大，在直接切換勵磁方式時易造成控制器保護停機的問題，本文在綜合考慮主發(fā)電機容量、控制器的體積重量等方面因素的前提下，根據(jù)勵磁機在實驗過程中所表現(xiàn)出來的運行特性，設計了三級式同步電機在電動起動過程中勵磁機的勵磁控制策略。為了解決該控制策略中提出的交直流勵磁的過渡切換方式，本文進一步研究了勵磁控制器逆變回路的開關狀態(tài)，并參考三相SVPWM的調(diào)制算法，提出了一種交流、直流一體化調(diào)制算法，保證了勵磁機在交流勵磁方式和直流勵磁方式之間能夠?qū)崿F(xiàn)平穩(wěn)切換。實驗結(jié)果表明，本文提出的勵磁控制策略和勵磁調(diào)制算法能夠保證主發(fā)電機在起動過程中始終采用較為高效的勵磁方式，為三級式同步電機起動/發(fā)電一體化的實現(xiàn)提供了較好的基礎。

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