楊榮峰, 隨順科, 徐榕, 于泳, 徐殿國
(哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院,黑龍江哈爾濱150001)
電力電子設備的廣泛應用,在電網(wǎng)中產(chǎn)生大量的無功和諧波,嚴重影響了電網(wǎng)的安全與高效運行。對電能質(zhì)量要求較高的電網(wǎng),無功與諧波補償顯得尤為重要。在大功率領域,對中高壓側(cè)直接補償避免了使用電力變壓器,效率更高,但傳統(tǒng)補償拓撲受開關(guān)器件耐壓水平的限制,容量難以滿足要求。級聯(lián)式H橋SVG利用多電平變換技術(shù),將開關(guān)器件電壓應力降低,通過級聯(lián),使整個裝置可以輸出高電壓,因此在中高壓大容量場合得到廣泛應用[1]。
中壓級聯(lián)SVG通常采用解耦控制策略[2],計算得到SVG的參考輸出電壓。采用該方法主要問題為解耦控制存在較多的PI調(diào)節(jié),動態(tài)性能較差,難以及時補償諧波電流,因此主要用于無功補償場合。有文獻采用無差拍控制[3]以提高系統(tǒng)動態(tài)性能,但未能考慮死區(qū)等非線性因素,因而得到的電流諧波較大。器件開關(guān)過程中,橋臂上、下互補狀態(tài)的開關(guān)器件在進行切換動作時,必須加入死區(qū),防止開關(guān)直通。死區(qū)的加入會帶來輸出電流的畸變,產(chǎn)生諧波,而SVG正是補償諧波和無功的設備,若再次向電網(wǎng)注入額外諧波,必然嚴重影響電網(wǎng)供電品質(zhì)。死區(qū)補償在低壓兩電平變換器中技術(shù)比較成熟[4],但鮮有文獻介紹級聯(lián)H橋的死區(qū)補償策略。由于級聯(lián)SVG通常采用的調(diào)制算法為移相SPWM方法[5],不能提前獲得器件占空比,因此在相內(nèi)電壓平衡控制、死區(qū)補償?shù)葓龊峡刂扑惴ǜ鼜碗s。
基于上述問題,本文提出了一種基于多回路占空比數(shù)學模型的級聯(lián)SVG控制策略。采用該控制策略,在得到SVG的參考指令電流后,直接根據(jù)SVG離散模型計算開關(guān)管占空比,并通過死區(qū)補償,單元直流電容電壓平衡補償,閉環(huán)占空比調(diào)節(jié)補償控制,使系統(tǒng)具有較好的動態(tài)性能與較低的由裝置引起的諧波電流。仿真和實驗數(shù)據(jù)驗證了所提出策略的有效性。
圖1為級聯(lián)H橋SVG的電路拓撲結(jié)構(gòu),其中H橋功率單元可以根據(jù)需要進行擴展。SVG經(jīng)過連接電抗器并聯(lián)于電網(wǎng)與負載(無功和諧波發(fā)生源)之間,SVG通過注入與負載類型相反的諧波和無功電流,補償與消除負載的諧波與無功,提高電網(wǎng)電能質(zhì)量。
在圖1中,針對SVG回路建立數(shù)學模型,根據(jù)KVL電壓定律,可得
式中:usa、usb、usc為網(wǎng)側(cè)三相電壓;uca、ucb、ucc,為SVG輸出三相電壓;isvg-a、isvg-b、isvg-c為三相電流;La=Lb=Lc=L為SVG與電網(wǎng)之間的連接電抗器。
從式(1)可知,通過控制降落在連接電抗上的電網(wǎng)與SVG出口電壓之間的電壓差,即可控制得到需補償?shù)碾娏鳌?/p>
圖1 級聯(lián)H橋SVG的電路拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of cascaded H-bridge SVG
在設計控制系統(tǒng)對電流進行控制時,常采用解耦控制方法對電流進行PI調(diào)整。但PI調(diào)節(jié)器會影響系統(tǒng)動態(tài)性能,難以滿足諧波抑制要求。為此,本文提出一種基于SVG多回路占空比離散模型的控制方法。
考慮系統(tǒng)三相電壓平衡,SVG輸出電壓對稱,即
在一個開關(guān)周期內(nèi),用差分方程代替微分算法,有
取級聯(lián)SVG的平均值模型,將每相N個H橋單元看作一個整體,設每相所有功率單元的電容電壓和為Udck(k=a、b、c),三相導通時間占空比分別為 da、db、dc,則在一個開關(guān)周期時間 Ts內(nèi),SVG 輸出電壓等效為 uca=daUdca,ucb=dbUdcb,ucc=dcUdcc,帶入式(4)得到
式(5)利用SVG輸出電壓離散模型直接計算出了各相開關(guān)占空比,即各相的平均導通時間。利用該式對相內(nèi)H橋單元進行移相控制,能夠以較好的動態(tài)性能跟蹤指令電流。
式(5)所得到的占空比模型是將各相所有級聯(lián)單元作為一個整體,得到每個單元柜的平均輸出效果。為了充分利用級聯(lián)SVG多電平特點以降低di/dt,對每個單元柜的導通時刻進行依次滯后(移相)處理,如圖2所示,每個功率單元的導通時刻依次后移Ts/N,則合成的調(diào)制信號開關(guān)頻率等效為單個功率單元開關(guān)頻率的N倍,其原理與載波移相SPWM算法類似,其優(yōu)點在于可預知載波周期內(nèi)單元柜輸出各種電平的時間,便于電容電壓平衡控制及實現(xiàn)死區(qū)補償。
圖2 單元柜占空比移相控制Fig.2 The phase shift control of duty ratio
當需對電容電壓進行平衡控制時,可調(diào)整第i個功率單元的占空比dki數(shù)值,根據(jù)電流極性及電容充放電狀態(tài),加入電壓平衡控制量,得到最終占空比信號,獲得平衡控制效果[6]。
H橋單元結(jié)構(gòu)如圖3所示,由于開關(guān)管開通與關(guān)斷過程需要一定時間,為防止橋臂直通造成電容短路,損壞器件,需加入死區(qū)時間Td,防止由器件的非理想特性而導致直通。但死區(qū)的加入會造成輸出電壓和電流畸變,產(chǎn)生新的諧波分量,降低無功與諧波補償效果。
利用前述獲得的H橋開關(guān)占空比信號dki,根據(jù)電流方向?qū)崟r在線調(diào)整占空比,補償死區(qū)造成的負面影響。
圖3 H橋單元結(jié)構(gòu)Fig.3 The topology of H-bridge unit
功率單元正常工作能輸出正(+VDC)、負(-VDC)電平和零狀態(tài),正電平時S1、S4觸發(fā)開通,S2與S3關(guān)斷,負電平時S2、S3開通,S1與S4關(guān)斷,零電平時S1、S3或S2、S4開通,其他兩管關(guān)斷。
下面以功率單元輸出正電壓為例分析各開關(guān)管狀態(tài)。功率單元在一個周期內(nèi)各狀態(tài)如圖4所示,功率單元輸出正電壓時,假設在一個周期內(nèi)輸出正電平時間為T+1,輸出電壓為+VDC,其余時間輸出0電平。在一個周期內(nèi),控制器先后發(fā)出S1,S2,S3,S4的開關(guān)脈沖信號為1010,1001,1010,其中1代表開通開關(guān)管,0代表關(guān)斷開關(guān)管。功率單元死區(qū)設置規(guī)則為某開關(guān)管脈沖信號為0,則關(guān)斷開關(guān)管,為1則延遲死區(qū)時間Td后導通開關(guān)管。因此加入死區(qū)后開關(guān)管S3和S4的狀態(tài)并不會隨指令脈沖信號立刻發(fā)生變化,在死區(qū)時間內(nèi)兩個管子均處于關(guān)斷狀態(tài)。這里因為S1和S2狀態(tài)始終分別為開通和截止狀態(tài),因此沒有在圖上畫出。
在死區(qū)時間內(nèi),S1和S2分別為1(開通)和0(截止)狀態(tài),而S3和S4均處于關(guān)斷狀態(tài)時,由于電流流向不同,功率單元輸出電平將不同,如圖5所示。當流經(jīng)功率單元電流i>0時,電流將流經(jīng)D1,直流電容C和D4,此時功率單元輸出+VDC電壓。反之,當流經(jīng)功率單元電流i<0時,電流流經(jīng)D3和S1,此時功率單元輸出0電平。因此死區(qū)時間內(nèi),由于電流流向不同,功率單元實際輸出電壓如圖4(e)、(f)所示??梢钥吹?,功率單元電流i>0時,實際輸出電壓將增加Td/TsVDC,而功率單元電流 i<0時,實際輸出電壓將減少Td/TsVDC。
圖4 單元輸出正電壓狀態(tài)Fig.4 The positive voltage state of unit’s output
圖5 功率單元輸出正電壓死區(qū)時狀態(tài)Fig.5 The dead-time state when the unit’s output is positive voltage
同理可以分析功率單元在輸出負電壓時的狀態(tài)如圖6所示??梢钥吹焦β蕟卧诠β蕟卧娏鱥>0時,實際輸出電壓將增加Td/TsVDC,而功率單元電流i<0時,實際輸出電壓將減少Td/TsVDC。
圖6 功率單元輸出負電壓死區(qū)時狀態(tài)Fig.6 The dead-time state when the unit’s output is negative voltage
前面對功率單元開關(guān)切換過程中加入死區(qū)帶來的電壓偏差效應進行了分析,總體來說,死區(qū)的加入會使單元輸出電壓增加或減少死區(qū)Td個時間的電容電壓偏差,造成輸出畸變。針對死區(qū)效應帶來的影響,提出死區(qū)補償策略,當加入死區(qū)增加輸出電壓時,補償時相應減少對應死區(qū)時間的輸出電壓,反之則增加輸出電壓時間,獲得補償效果。
在具體補償時,應根據(jù)不同輸出電壓與電流極性采取不同措施。圖7顯示了補償具體操作,通過提前改變占空比時間,補償了死區(qū)造成的影響。其中Tref=Tsd,是功率單元在一個周期內(nèi)輸出+1電平或者-1電平的理論時間,Tout是補償后送到功率單元的指令占空比時間。結(jié)合圖5及圖6可知,實際功率單元輸出有效電平的時間將為Tref,即功率單元輸出了正確的電壓。
圖7 基于占空比時間調(diào)整的死區(qū)補償方法Fig.7 The dead-time compensation method based on the duty ratio
從補償過程可以看到,電流極性準確判定對死區(qū)補償性能有較大影響。由于采樣電路噪聲及延時,直接根據(jù)采樣電流進行極性判定會帶來較大誤差,因此采用根據(jù)功率因數(shù)對電流過零位置進行預測的方法,即根據(jù)當前SVG發(fā)出的有功及無功電流,確定輸出電流與電壓夾角,由于電壓過零時刻已知,故可推算出電流過零位置,從而準確判定電流極性。
利用所獲得的單元占空比指令,對級聯(lián)H橋SVG控制,通過仿真和實驗驗證如下。首先利用Matlab軟件中的Simulink平臺環(huán)境搭建了SVG仿真模型,主要參數(shù)如表1所示。為方便觀察死區(qū)補償效果,負載采用純無功負載,SVG輸出補償電流即正弦波。
表1 仿真模型主要參數(shù)Table 1 Simulation parameters
圖8 死區(qū)補償電流波形對比Fig.8 The current waveform for dead-time compensation
圖8所示在對死區(qū)補償前后SVG發(fā)出的電流波形。補償前電流峰值為17.1 A,指令值為21 A,諧波畸變THD=4.57%,從圖8(a)中明顯的可以看出電流波形畸變,存在零點箝位現(xiàn)象。同時死區(qū)的加入,減小了輸出電流大小,造成跟蹤補償指令偏差。圖8(b)為死區(qū)補償后的電流波形,峰值為20.6 A,跟蹤效果良好,消除了零點箝位現(xiàn)象,諧波畸變僅為1.92%。
為驗證提出策略的正確性,在基于DSP和FPGA芯片控制系統(tǒng)的三相H橋級聯(lián)SVG實驗裝置上進行實驗驗證。電網(wǎng)電壓400 V,每相級聯(lián)H橋單元12個,連接電抗器5 mH??刂菩酒珼SP對諧波和無功電流檢測,計算參考指令電流,F(xiàn)PGA負責產(chǎn)生36路H橋單元占空比信號。
圖9為SVG發(fā)出補償電流波形。圖9(a)為未進行死區(qū)補償時的A相電流波形,可以看出電流波形有明顯畸變,出現(xiàn)了明顯的零電流箝位現(xiàn)象,并且在電流峰值處出現(xiàn)了較大的畸變;圖9(b)為采用死區(qū)補償后的電流波形,電流波形正弦度得到了明顯改善,畸變減小,有效的消除了零電流箝位現(xiàn)象。
圖9 SVG發(fā)出電流波形Fig.9 The current waveform of SVG
本文針對中高壓大容量級聯(lián)H橋SVG,建立了多回路的占空比離散模型,直接獲得各H橋單元的實際占空比,省略了調(diào)制環(huán)節(jié),動態(tài)跟蹤效果更好。基于占空比控制的SVG輸出,分析了死區(qū)的加入帶來的輸出電壓偏差,提出了一種實用有效的死區(qū)補償方法。該方法通過直接縮短或延長開關(guān)器件的占空比,無需計算補償電壓,有效的補償了死區(qū)效應,消除了零電流箝位現(xiàn)象及波形畸變,使輸出完全跟蹤指令電流。通過仿真和實驗平臺驗證了所提出方法的有效性,獲得了理想的效果。
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