程 駿，李海華

(1.廣東技術(shù)師范學院電子信息學院，廣州510665;2.華南農(nóng)業(yè)大學圖書館，廣州510640)

低噪聲放大器(LNA)是微波射頻接收機前端的重要組成部分，在射頻微波通信電路中，通常需要處理低達-100 dBm 的微弱信號［1］，這就要求前端放大器具有很低的噪聲系數(shù)，同時又兼具一定的增益和帶寬。放大器的最小噪聲和最大增益一般不能同時獲得，最小噪聲和最大增益之間存在矛盾［2］。所以低噪聲電路在設(shè)計時總是以折中的方案來滿足要求，以犧牲一定的增益來獲得最小的噪聲系數(shù)。一般情況下，寬帶低噪聲放大器的增益只有5 dB ～8 dB［3］，本文設(shè)計的低噪聲放大器具有很寬的通頻帶，同時又擁有高達10 dB 的增益，具有良好的技術(shù)性能和較廣泛的應(yīng)用價值。

1 放大器設(shè)計與分析

1.1 電路基本結(jié)構(gòu)模型

本文設(shè)計的低噪聲放大器由直流饋電回路、阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)、穩(wěn)定性電路、增益控制等幾部分組成［4-6］。電路基本結(jié)構(gòu)模型如圖1 所示。基于頻率、噪聲以及設(shè)計成本等方面的考慮，本文采用BFP420 作為低噪聲放大管，BFP420 是應(yīng)用于通信電路系統(tǒng)的NPN 射頻雙極型晶體管，在1.8 GHz 只有1.1 dB 左右的噪聲，截止頻率可高達25 GHz。同時該管也可以適用于射頻振蕩器的設(shè)計，其振蕩頻率可達10 GHz。

圖1 電路基本結(jié)構(gòu)模型

1.2 確定靜態(tài)工作點

射頻有源電路通常需要提供直流饋電網(wǎng)絡(luò)，使射頻有源器件工作在特定的電壓電流條件下，本電路設(shè)計中，直流部分采用有源偏置電路。根據(jù)安捷倫微波軟件仿真結(jié)果，BF420 微波管在5 mA 附近有最低的噪聲，因此初步確定該管的靜態(tài)工作點:Vce=2 V，Ic=5 mA，據(jù)此即可確定電路的直流偏置電阻參數(shù)。

1.3 穩(wěn)定性設(shè)計

對于放大器的絕對穩(wěn)定條件，常用的判斷方法有兩參數(shù)判斷準測:(K-Δ)參數(shù)準則［7］，當同時滿足:K＞1 和|Δ|＜1 時，這時放大電路處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)。其中:

但該方程只能給出絕對穩(wěn)定的數(shù)學判定準則，無法給出具體電子器件的穩(wěn)定程度，這時需要使用單參數(shù)(μ 參數(shù))準則［8］，該方法不僅可以給出絕對穩(wěn)定的判據(jù)，而且可以判定器件的穩(wěn)定程度。單參數(shù)判定準則:

如果μ＞1，則有源器件處于絕對穩(wěn)定狀態(tài);如果μ＜1，則有源器件工作在潛在不穩(wěn)定或者不穩(wěn)定狀態(tài)。μ 值越大，說明穩(wěn)定性越好，在射頻放大電路中可以通過選擇高μ 值的有源器件來改善電路的穩(wěn)定性。使用μ 參數(shù)判定方法，本設(shè)計的穩(wěn)定度仿真結(jié)果如圖2 所示。

圖2 穩(wěn)定性仿真結(jié)果

由圖2 可知，該管在我們需要使用到的頻段2 GHz ～3 GHz 內(nèi)是不穩(wěn)定的，所以必須對電路進行穩(wěn)定性設(shè)計。為了提高電路的穩(wěn)定性，可以在放大器的輸入端串聯(lián)電阻，或者在輸出端并聯(lián)電阻來實現(xiàn)，但這樣會引入額外的噪聲。如果在放大器的射極串聯(lián)適當?shù)碾娍乖?，則不會引入附加的噪聲，同時也可以改善電路的穩(wěn)定性能。因此我們通過射極串聯(lián)電感的方法來改進電路，由于電路的頻率很高，因此所需電感的數(shù)值非常微小，在實際電路中，我們使用射頻微帶線來代替微小的電感。添加穩(wěn)定性電路后的電路如圖3 所示，其中TL1 和TL2 是在放大器射極所串聯(lián)的的兩條微帶線，用以改善電路的穩(wěn)定性。電路的射頻仿真結(jié)果如圖4 所示。

圖3 添加穩(wěn)定性電路

圖4 電路改進后仿真

根據(jù)圖4 可見，在2 GHz ～3 GHz 頻率范圍內(nèi)K＞1，說明放大器在我們需要的頻段上已經(jīng)穩(wěn)定了。需要注意的是，電路的K 值不可過高，如果K 值過大，電路的穩(wěn)定性會得到較大提高，但同時，電路的增益也會下降，因此K 值需要綜合考慮，工程上，K值正常范圍在1.1 ～1.2 之間［9］。

1.4 確定輸入輸出參數(shù)

放大器的穩(wěn)定性參數(shù)確定以后，就可以進行電路的射頻輸入輸出阻抗設(shè)計。首先調(diào)整靜態(tài)工作點，VCE=2 V，Ic=5 mA。在該參數(shù)下對電路板進行ADS 微波仿真，仿真結(jié)果顯示，最優(yōu)噪聲系數(shù)的輸入阻抗為42.308-j·17.597，輸出阻抗為88.6+j·72.123，因此，基于此參數(shù)即可設(shè)計阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。

1.5 超寬帶阻抗匹配

要獲得寬帶的通頻范圍，必須對放大器要進行寬帶阻抗匹配。寬帶匹配需要確定合適的阻抗過渡點，以獲得較小的Q 值，電路的Q 值通常選取在1附近［10-11］，但較小的Q 值會增大電路的駐波比參數(shù)，寬帶匹配通常需要3 個或者3 個以上的電抗元器件。利用ADS 微波仿真工具對本文的放大器進行幅頻仿真，結(jié)果表明，這是一個超寬帶的匹配網(wǎng)絡(luò)，從0.4 GHz到3.55 GHz 都是匹配的，相對帶寬遠大于50%，是一個相當寬的匹配網(wǎng)絡(luò)，至此，電路原理圖基本設(shè)計完畢。

1.6 PCB 版圖仿真與優(yōu)化

電路板原理圖設(shè)計完畢后，利用安捷倫ADS 微波仿真工具，可直接對電路的PCB 版圖進行射頻仿真，結(jié)果顯示，放大器噪聲系數(shù)基本上達到了要求，但是輸入駐波比還沒有達到工業(yè)設(shè)計標準，必須進行優(yōu)化。本設(shè)計主要通過改變輸入輸出匹配電路來優(yōu)化反射系數(shù)，嘗試使用新穎的匹配網(wǎng)絡(luò)，同時兼顧駐波比和低噪聲。經(jīng)過多次的優(yōu)化與調(diào)試，不斷改變電路的匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，最后得到的仿真結(jié)果如圖5 所示。

圖5 PCB 版圖仿真

結(jié)果表明:在2 GHz ～3 GHz 內(nèi)，電路的噪聲系數(shù)＜1.4 dB，輸入駐波比＜1.5，輸出駐波比＜1.3，增益＞9 dB，輸入輸出反射系數(shù)＜-15 dB，全部指標達到設(shè)計要求。至此，寬帶S 波段放大器設(shè)計完畢，最后的成品PCB 電路板版圖見圖6 所示。

圖6 低噪聲放大器PCB 印刷板版圖

2 電路的測試和調(diào)試

下面給出電路板成品的實驗室測試數(shù)據(jù)，表1是放大器的增益和噪聲系數(shù)實測數(shù)據(jù)表，測試信號源為0 ～3 GHz 射頻本振信號源，信號源輸出功率為-13.54 dBm。

表1 增益記錄表

由表1 的數(shù)據(jù)可知，在2.4 GHz 應(yīng)用頻段，電路的平均增益超過11 dBm，符合設(shè)計要求。但總體的增益比仿真略低1 dB 左右，分析原因是由于電路存在高頻分布參數(shù)，造成實際電路反射系數(shù)增大，引起輸出信號衰減所致。根據(jù)經(jīng)驗，可在實際電路中引入雜散參數(shù)反射模型，以進一步提高仿真精度。

下面給出測試環(huán)境照片，圖7 是輸入本振信號的頻譜圖，圖8 是放大器輸出信號的頻譜圖。

圖7 輸入信號頻譜

圖8 輸出信號頻譜

利用HP 頻譜分析儀可以測量放大器的噪聲系數(shù)，測試方法采用噪聲系數(shù)相對測量法［12］:

其中，Nout是加上放大器后的噪聲密度，Nin是信號源的噪聲密度，G 是放大器的增益。下面給出測試環(huán)境的照片，頻譜分析儀的型號是HP8595E，圖9 是系統(tǒng)噪聲測試的實驗環(huán)境圖片，使用的信號源是射頻VCO產(chǎn)生的正弦信號;圖10 是其中一次測試的結(jié)果。

圖9 噪聲測量

圖10 噪聲密度測量

下面給出放大器在主要應(yīng)用頻段的噪聲系數(shù)實驗測試結(jié)果:由表2 的數(shù)據(jù)可知，在2.4 GHz 主流應(yīng)用頻段，放大器的噪聲系數(shù)在1.03 dB 左右，實驗數(shù)據(jù)跟仿真數(shù)據(jù)十分接近，表明電路設(shè)計過程合理。分析噪聲數(shù)據(jù)，在2.8 GHz 以下頻段，電路的噪聲系數(shù)在1.1 dB 以下，符合設(shè)計要求，可以滿足無線藍牙、WIFI、Zigbee 等多種無線ISM 波段產(chǎn)品的應(yīng)用要求。但當頻率達到2.8 GHz 以后，電路的噪聲系數(shù)有緩慢增大的趨勢，說明隨著頻率的升高，電路的噪聲圓圖匹配點逐漸偏移，造成系統(tǒng)性能下降，因此，在更高的頻段應(yīng)用時，需要對系統(tǒng)的匹配網(wǎng)絡(luò)及穩(wěn)定性圓圖做進一步的優(yōu)化和改進。

表2 噪聲系數(shù)測試記錄表

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