黃海波，梅建偉，蘭建平，張 凱

(湖北汽車工業(yè)學(xué)院，湖北十堰442002)

0 引 言

電動摩托車無刷直流電動機控制器已由早期的純模擬器件［1］，發(fā)展到目前的以DSP 等高性能微處理器為核心的數(shù)字化控制時代［2］，為無刷電機控制的功能擴展和更新?lián)Q代提供了非常便利的條件。目前普遍采用基于PID 的速度電流雙閉環(huán)控制策略，難以滿足無刷電機動態(tài)響應(yīng)和高性能高精度的要求。因而人們研究了各種改進的控制策略，如神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)［3］、滑模變結(jié)構(gòu)［4］、微粒群［5］等算法，這些算法雖然達到了較好的實驗效果，但由于其復(fù)雜性且難以實時實現(xiàn)，大都處于計算機仿真和驗證階段。

由于電動摩托車運行環(huán)境非常惡劣，而微分項對噪聲極其敏感，因此無論對速度還是電流均不采用微分調(diào)節(jié)。針對常規(guī)PID 控制的缺點和復(fù)雜算法的難以實現(xiàn)問題，對無刷直流電動機雙閉環(huán)控制策略進行改進，其中速度外環(huán)采用參數(shù)自整定模糊PI控制，電流內(nèi)環(huán)采用基于積分分離的PI 控制。同時，為降低成本，采用高性能8 位單片機stm8s103，實現(xiàn)了電動摩托車無刷直流電動機的智能控制。

1 系統(tǒng)控制策略

無刷直流電動機速度電流雙閉環(huán)控制如圖1 所示，單片機通過霍爾信號不僅知道了轉(zhuǎn)子空間位置，以此作為確定功率逆變電路的開關(guān)信號，而且還可以計算出電機的運行速度，以此反饋速度與設(shè)定轉(zhuǎn)速一起作為自適應(yīng)模糊速度調(diào)節(jié)器的輸入。模糊速度調(diào)節(jié)器的輸出作為電流內(nèi)環(huán)的設(shè)定值，與電流檢測單元的反饋電流一起又作為積分分離電流調(diào)節(jié)器的輸入。電流調(diào)節(jié)器輸出一定占空比的PWM 信號，結(jié)合霍爾檢測出的位置關(guān)系來控制逆變電路功率MOSFET 的導(dǎo)通與關(guān)閉。

圖1 無刷直流電動機控制結(jié)構(gòu)

1.1 自適應(yīng)模糊速度調(diào)節(jié)

自適應(yīng)模糊速度PI 調(diào)節(jié)器如圖2 所示，設(shè)定速度n0和反饋速度n 的誤差e 和誤差變化率ec作為輸入變量，輸出變量Kp、Ki作為PI 控制器的輸入。根據(jù)電機的運行特性建立模糊規(guī)則表:

(1)在電機起動或加減速階段，誤差| e | 較大，為了加快起動速度，Kp取較大的值;為了避免超調(diào)造成的系統(tǒng)不穩(wěn)定，這時應(yīng)當限制K，取較小的值。

(2)當反饋速度接近于設(shè)定速度時，即誤差| e |為中等大小時，在保證較好的響應(yīng)速度的前提下減小系統(tǒng)超調(diào)，這時Kp取較小的值，Ki取中等大小的值。

(3)當電機進入穩(wěn)態(tài)調(diào)速時，即誤差| e | 較小時，為了保持電機的穩(wěn)態(tài)調(diào)速性能，這時Kp和Ki都取較大的值。

圖2 自適應(yīng)模糊速度PI 控制器

在實際電機控制過程中，輸入變量e、ec和輸出變量Kp和Ki的值域都是不對稱的，設(shè)它們的變化范圍分別為［emin，emax］、［ecmin，ecmax］、［Kpmin，Kimax］，它們的歸一化模糊論域均為［－1，1］，正則化變換公式分別:

這里，E、EC、KP和KI分別是e、ec、KP和KI的模糊語言變量，ke、kec是輸入變量e 和ec 的量化因子，kKP、kKI是輸出變量KP和KI的量化因子。E、EC、KP和KI均采用相同的模糊子集{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}，隸屬函數(shù)采用對稱均勻分布全交迭的三角形形式。采用常規(guī)模糊條件和模糊關(guān)系IF Aiand BiTHEN Ci形式建立模糊規(guī)則表。根據(jù)Mamdani 的min－max 合成法，得到采用加權(quán)平均解模糊化的輸出KP和KI，最終的實際輸出:

則增量PI 控制器的輸出:

1.2 積分分離電流調(diào)節(jié)

當電機在起動、停止，尤其是大幅度加減速和負載突變時，速度環(huán)的輸出，即電流設(shè)定值與電流反饋值之間都會出現(xiàn)較大的偏差。為避免積分作用降低系統(tǒng)的穩(wěn)定性，此時應(yīng)該取消積分的作用。當電流設(shè)定值與反饋值接近時就加入積分控制，以達到消除靜差提高控制精度的目的。

積分分離控制算法可簡單表示:

這里，T 為采樣時間，也是電流調(diào)節(jié)的計算周期。β 是積分項的開關(guān)系數(shù)，當| e(k)| ≤ξ 時，β = 1，否則β = 0?？刂扑惴ǖ某绦蛄鞒倘鐖D3 所示。

圖3 積分分離算法流程圖

2 無刷直流電動機控制系統(tǒng)的設(shè)計

電動摩托車無刷直流電動機控制系統(tǒng)主要包括:由三相全橋逆變主電路和驅(qū)動電路構(gòu)成的功率驅(qū)動單元，以stm8s103 單片機為核心的主控模塊，調(diào)速把、防盜、串口通信、剎車把、限速及定速巡航構(gòu)成的人機接口電路，相電流、母線電壓采集電路，Hall 轉(zhuǎn)子位置檢測電路等。下面將對電路中的主要模塊進行設(shè)計分析。

2.1 單片機及外圍電路

圖4 單片機及外圍電路

單片機及外圍電路如圖4 所示，它是系統(tǒng)硬件電路的核心，單片機負責(zé)對各路模擬和開關(guān)信號進行采集和處理。其中模擬信號包括電源電壓、瞬時電流、平均電流、轉(zhuǎn)速把電壓等，這些信號都是通過AD 進行采集;開關(guān)信號包括過流信號、限速信號、巡航信號和剎車信號等，這些信號都通過單片機的基本輸入輸出口進行采集。為了監(jiān)測和調(diào)試方便，通過串口和PC 機通信，實時觀測系統(tǒng)的各種工作參數(shù)，并繪制響應(yīng)的工作波形。三路漏極開漏的霍爾信號SA、SB 和SC 首先通過上拉，再經(jīng)過硬件濾波送往單片機進行電機測速測算并計算出轉(zhuǎn)子的位置關(guān)系，結(jié)合程序處理后的PWM脈寬，輸出相應(yīng)的U、V、W 三相上下橋驅(qū)動信號。

2.2 驅(qū)動及逆變電路

為了滿足電動摩托車的輸出額定功率，并留有較大的峰值功率余量，采用12 只功率MOSFEF 75NF75 構(gòu)成三相逆變橋，每個橋臂由4 個MOSFET構(gòu)成，且每個橋臂的上下橋均有兩個MOSFET 并聯(lián)。上橋臂的漏極均接在48 V 電壓上，下橋臂的源極均通過阻值為5 mΩ 的電流采樣電阻R47 和R48。電機的三相繞組A、B 和C 均接在三個橋臂的中間點，且在電機內(nèi)部呈星型連接。在任意時刻只有兩相繞組導(dǎo)通，另一相懸空，因此采樣電阻上的電壓真實反映了電機內(nèi)部繞組的電流變化。由于三相橋臂的驅(qū)動及逆變電路完全相同，圖5 只列出了其中一相的驅(qū)動和逆變電路。為了節(jié)省成本和電路板面積，將驅(qū)動電路和逆變電路集成在一起，并全部采用分立器件設(shè)計。為了避免上下橋臂直通短路現(xiàn)象，單片機輸出的驅(qū)動信號要保證在一個電周期內(nèi)U+和U－各持續(xù)有效時間為120°，且相互間隔60°。從圖5 的驅(qū)動部分可以看出，U+是高電平有效，U －是低電平有效。即U+為高電平且U－也為高電平時，上橋臂導(dǎo)通，下橋臂截止;U+為低電平且U－也為低電平時，上橋臂截止，下橋臂導(dǎo)通。

圖5 驅(qū)動及逆變電路

2.3 電流采集電路

電流采集電路由圖6 所示的三個運放電路組成，其中瞬時電流和平均電流的電路結(jié)構(gòu)完全相同，區(qū)別僅僅是電容C11 和C12 的不同。C11 的取值通常僅為幾百PF 左右，作用是消除電路中的噪聲，充分保持電流的動態(tài)響應(yīng)，而C12 的取值一般要在0. 1 μF 以上，對電流起到平均濾波的作用。因而從示波器上可以清晰地看到瞬時電流的脈動波形，而平均電流則呈直線狀態(tài)。電流采集在整個系統(tǒng)中的作用主要體現(xiàn)在三個方面:一是將平均電流作為電機雙閉環(huán)控制策略電流內(nèi)環(huán)的輸入信號。二是將瞬時電流作為系統(tǒng)的限流信號，對系統(tǒng)的功率進行限制，通過調(diào)節(jié)平均電流的大小可以限制系統(tǒng)的功率輸出，同時也起到一定的保護作用。三是采樣電流信號通過設(shè)定的比較器后產(chǎn)生的過流信號作為單片機的IO 引腳中斷信號，一旦過流信號有效，單片機即進入中斷保護，關(guān)掉電機，系統(tǒng)進入復(fù)位狀態(tài)。

圖6 電流采集電路

3 系統(tǒng)實驗測試

3.1 系統(tǒng)的軟件設(shè)計

根據(jù)stm8s103 單片機的性能特點，將系統(tǒng)的軟件設(shè)計分為主程序和中斷服務(wù)程序兩大部分。如圖7(a)所示，在主程序部分主要完成系統(tǒng)的初始化，包括CPU 時鐘設(shè)定，PI 參數(shù)初始化，IO 口功能掃描(含巡航、限速)等。因為stm8s103 的AD 具備連續(xù)掃描工作模式，且AD 的轉(zhuǎn)換速率高達CPU 主頻(16 MHz)的一半，因此將所有需要AD 轉(zhuǎn)換的信號，包括瞬時電流、平均電流、電源電壓、轉(zhuǎn)速把電壓分別作為AD 轉(zhuǎn)換的四個通道AIN0－AIN3 的輸入，一旦設(shè)定連續(xù)掃描模式后，單片機就自動完成從AIN0 到AIN3 的連續(xù)輪詢轉(zhuǎn)換，并一直循環(huán)下去。各個通道的轉(zhuǎn)換結(jié)果都存儲在對應(yīng)的緩沖寄存器里，以方便隨時讀取，這樣就大大簡化了AD 轉(zhuǎn)換的程序設(shè)計，并提高了軟件處理的實時性。在主程序中還要設(shè)計與PC 機的串口通信功能，實時監(jiān)測系統(tǒng)的工作參數(shù)。由于雙閉環(huán)控制算法的復(fù)雜性，將這部分重要的功能實現(xiàn)也放在主程序中，最后結(jié)合限流條件，產(chǎn)生一定占空比的PWM 波。

圖7 程序流程圖

在圖7(b)的中斷服務(wù)程序中完成對系統(tǒng)安全性和實時性要求較高的功能，包括過流、剎車、報警、過壓/欠壓，這些信號一旦發(fā)生立即進行關(guān)閉PWM信號輸出并關(guān)機等緊急處理。還有霍爾信號中斷，通過霍爾信號狀態(tài)完成轉(zhuǎn)子位置的檢測和轉(zhuǎn)速計算，為自適應(yīng)轉(zhuǎn)速模糊調(diào)節(jié)提供反饋量。

3.2 實驗測試

將設(shè)計的控制系統(tǒng)應(yīng)用于電動摩托車專用輪轂電機，電機參數(shù):額定功率800 W，額定轉(zhuǎn)速3 500 r/min，電壓48 V，極對數(shù)32。將瞬時電流的限流值設(shè)定為30 A，這樣控制器的輸出功率可達到1 400 W 以上，以滿足電機的瞬時功率要求。將積分分離的電流閾值ξ 設(shè)定為15 A，一旦電流差值大于設(shè)定的閾值，就分離積分環(huán)節(jié)。通過兩通道示波器觀測到的信號波形如圖8 所示，其中圖8(a)是單片機輸出的某一相驅(qū)動信號，其中一通道顯示的是作用于下橋臂的電平控制信號，下橋臂顯示的是作用于上橋臂的PWM 信號。圖8(b)上下顯示的是電機兩相繞組的相電壓，幅值為電源電壓48 V，中間顯示的是兩相繞組的線電壓，可見在兩相繞組的切換過程中存在反電動勢形成的衰減過渡信號。

圖8 工作波形

上位機可通過串口實時接收系統(tǒng)工作參數(shù)，圖9 是根據(jù)接收的參數(shù)畫出的電機運行速度和電流曲線。其中圖9(a)是電機起動測試波形，電機在約2 s 時快速起動，經(jīng)過短暫的超調(diào)即達到設(shè)定的額定速度3 500 r/min，初始起動峰值電流達到24 A，2 s后電流迅速減小。圖9(b)是設(shè)定轉(zhuǎn)速3 000 r/min帶載運行過程中在10～20 s 期間負載突變的測試波形，可見雖然電流變化較大，但速度變化仍較平緩。

圖9 速度電流曲線

4 結(jié) 語

本系統(tǒng)硬件除了高性能stm8s103 單片機和常用運放外，全部采用分立器件構(gòu)成，控制器具有較高的性價比。實驗測試表明，控制器輸出的信號平滑且穩(wěn)定，抗噪性能好，抗負載擾動能力強，系統(tǒng)具有較強的可靠性和穩(wěn)定性。目前該控制器已經(jīng)過大量的室外各種環(huán)境測試，并進入批量試制階段。

［1］ 王燦，馬瑞卿，李玲娟，等．電動摩托車用無刷直流電動機控制器設(shè)計［J］．微特電機，2007，35(3):25－27．

［2］ 余安富，于平，李先鋒，等．基于TMS320F28335 的無刷直流電動機調(diào)速系統(tǒng)設(shè)計［J］．儀表技術(shù)與傳感器，2011，(9):102 －104．

［3］ 李春峰．基于BP 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)無刷直流電動機換相轉(zhuǎn)矩脈動抑制方法的研究［J］．長春大學(xué)學(xué)報，2012，22(10):1181－1185．

［4］ 黃元峰，王海峰．基于滑模變結(jié)構(gòu)控制算法的無刷直流電動機力矩平衡控制系統(tǒng)研究［J］．電機與控制應(yīng)用，2012，39(2):9 －11．

［5］ 代睿，曹龍漢，何俊強，等．基于微粒群算法的無刷直流電機單神經(jīng)元自適應(yīng)控制［J］．電工技術(shù)學(xué)報，2011，26(4):57－63．