李志寧，何忠波，張英堂，任國全，韓蘭懿

(軍械工程學院，河北 石家莊 050003)

無人地面車輛將逐漸成為未來戰(zhàn)爭的主角，其動力電源主要依賴機載蓄電池組，因此無人地面車輛實現(xiàn)安全可靠、快速高效、便利的自動充電方法是其關鍵技術之一[1]。感應式電能傳輸裝置沒有裸露的帶電導體，不會產(chǎn)生火花與磨損，將其應用于無人地面車輛后，可以實現(xiàn)機載蓄電池的免拆卸自動充電，尤其適合在特殊環(huán)境中(陰雨、水下、粉塵等)安全高效地使用。因此，該項工作是一項極有價值的科研工作。部分學者在此領域已經(jīng)開展了相關研究，但目前上述成果多存在于實驗室階段[2]。

為了研發(fā)一種具有自主知識產(chǎn)權的無人地面車輛感應充電裝置，筆者依據(jù)感應式電能傳輸原理，設計了旋轉式耦合器與全橋式串聯(lián)諧振功率變換器，并進行了諧振電路及工作過程仿真，構建了感應充電試驗裝置，研究了不同氣隙條件下的電能傳輸效率，實現(xiàn)了對12 V/18 AH Ni-MH蓄電池的恒流充電。

1 感應充電系統(tǒng)結構

典型的感應充電系統(tǒng)如圖1所示[3-6]，系統(tǒng)主要由相互分離的兩部分組成，發(fā)送端連接在電源一側，接收端位于負載側。發(fā)送端用來產(chǎn)生一個可以通過耦合器傳遞給接收端的交流信號，能量通過分離的耦合器進行傳遞，接收端把經(jīng)由耦合器接收到的信號變換成所需的電信號傳遞給負載。為了提高功率傳輸能力，減小耦合器的尺寸，提高電磁耦合效率，感應充電系統(tǒng)多采用高頻諧振逆變電路，而且通常采用包含漏感為電路元件的諧振電路實現(xiàn)。如果需要對感應式系統(tǒng)電能傳輸過程進行控制，還要采用控制器和電壓、電流反饋裝置。筆者重點研究耦合器與諧振逆變器，對控制和反饋裝置的設計與實現(xiàn)不再贅述。

2 旋轉耦合器設計

感應耦合器是感應式充電裝置的核心部件，通常有三種形式：旋轉型、可分離型和直線型。為了適應無人地面車輛使用，選用了旋轉型耦合器[2-6]。

耦合器核心是1個罐型LP3型鐵氧體磁芯，結構形式為磁芯在外，線圈在內(nèi)。磁芯結構及參數(shù)如圖2所示，其中：r1= 4 mm；r2=14 mm；r3=30 mm；r4=34.5 mm；ε為氣隙寬度，在0～5.6 mm間調(diào)節(jié)。

從原理上來講，感應耦合器相當于存在氣隙的變壓器。假設耦合器是不飽和的，綜合各種寄生參數(shù)，實際耦合器的等效電路模型如圖3所示[7]。

其中，U1和I1分別為初級側電壓和電流強度；U2和I2分別為次級側電壓和電流強度；N1和N2分別為初級和次級線圈匝數(shù)；Lm為勵磁電感；Im為勵磁電流強度；Ls1和Ls2分別為初級和次級線圈漏感[7-8]；R1和R2分別為初級、次級線圈導線電路損耗；Rm為磁芯損耗；Z為輸出端負載；C為線圈對地之間以及線圈之間寄生電容(可忽略)。

3 串聯(lián)諧振功率變換器設計與仿真

3.1 主電路及諧振電路設計

圖4是所設計的全橋式串聯(lián)負載串聯(lián)諧振變換器。在該電路中，逆變波形先經(jīng)過耦合器，再通過整流橋與蓄電池負載相連，耦合器除了傳遞能量外，還有隔離作用。

功率器件Q1～Q4選擇IRF460型MOSFET，其參數(shù)為500 V/20 A。MOSFET前置驅動電路選用半橋MOSFET驅動器IR2101，使用2片IR2101驅動橋式功率變換器的雙臂。

將圖4中耦合器次級側的濾波電容及蓄電池等效到初級，考慮到耦合器等效電路模型(圖3)，功率變換器等效諧振電路如圖5所示。

其中，Lr是諧振電感；Cr是諧振電容；Uin是輸入直流電源；Cf是濾波電容；R為蓄電池等效內(nèi)阻。則回路等效阻抗的計算公式為：

(1)

式中：ωin為輸入電源的角頻率。

在所設計系統(tǒng)中，耦合器的漏感作為串聯(lián)諧振逆變器的諧振電感元件，其數(shù)值可通過將耦合器次級短路后測量電容電壓信號周期獲得[8]。當氣隙ε=5.6 mm時，在100 kHz諧振狀態(tài)下，Lr=10 μH，Cr=254 nF。

3.2 諧振電路仿真

為了驗證諧振電路設計的正確性以及分析勵磁電感對諧振頻率的影響，基于Multisim軟件，按照圖5建立諧振電路仿真模型。仿真條件為：初級、次級合成漏感Lr=10 μH；Cr=254 nF；Lm=27 μH；Cf=12 μF；采用0.4 Ω電阻來模擬蓄電池。

采用交流仿真分析法，設定分析頻段為1 kHz～1 MHz，選擇Cf兩端電壓UCf，即負載電壓，Ls的電流ILS，即諧振回路電流，為2個輸出變量。

根據(jù)幅頻特性分析結果可知，諧振點位于100 kHz，這說明諧振電路設計正確。從相頻特性分析結果可知，UCf相位在10 kHz以前要超前于電感電流ILS相位，但大于10 kHz后則滯后與電感電流相位。

為了分析勵磁電感從27 μH～9.8 mH(對應氣隙0 ～5.6 mm)之間變化對諧振電路負載輸出電壓UCf的影響，采用參數(shù)掃描分析法，將勵磁電感增量設定為250 μH，共40個點。根據(jù)結果分析發(fā)現(xiàn)，勵磁電感變化對輸出負載電壓幅頻特性沒有影響。因此，在大多數(shù)情況下，勵磁電感對諧振頻率的影響可忽略不計。

3.3 主電路工作過程仿真

為了驗證所設計系統(tǒng)主電路的正確性，建立了仿真模型[9]。仿真條件為：全橋電路母線電壓為60 V；通過Q1、Q3和Q2、Q4上輸入相差180°、100 kHz 、幅度15 V的脈寬調(diào)制波控制MOSFET的開通或關斷；每個開關管都采用了RC吸收電路去除電壓尖峰；耦合器初級電壓經(jīng)過耦合器，輸出到整流橋，經(jīng)過12 μF 輸出電容和1 μH輸出電感變?yōu)橹绷麟妷海回撦d為6 Ω電阻。

圖6(a)為仿真得到的耦合器初級電壓U1、電流I1波形圖。耦合器電流是準正弦波，說明主電路已經(jīng)處于諧振狀態(tài)。圖6(b)為耦合器次級電壓U2、電流I2仿真波形圖。

4 試驗結果及分析

4.1 諧振狀態(tài)下耦合器輸入、輸出波形

為了分析主電路是否能正常工作，在耦合器氣隙為0.2 mm時，設定工作頻率f=100 kHz，負載電阻為6 Ω情況下，令感應充電試驗系統(tǒng)輸入主電路直流60 V，測量所得耦合器初、次級電流、電壓波形如圖7所示。在此狀態(tài)下，耦合器電流中的高次諧波大大減少，可以降低磁芯及線圈的渦流損耗，改善輸出電流品質(zhì)。

通過該試驗還可知，耦合器輸入輸出波形與圖6的仿真波形類似，不僅驗證了所設計主電路的正確性，而且說明所建立的仿真模型是正確的。

4.2 不同氣隙條件下耦合器傳輸效率試驗

在該試驗中，負載電阻為6 Ω，調(diào)節(jié)工作頻率f，使諧振逆變器在耦合器氣隙變化過程中始終處于諧振或準諧振狀態(tài)?？刂戚敵龉β试?0～90 W之間，逐漸增大耦合器的氣隙，用示波器采集耦合器初、次級電流和電壓波形，并計算功率。

圖8為耦合器電能傳輸效率隨氣隙寬度變化的曲線。從圖8可見，耦合器的電能傳輸效率隨著氣隙的增加而呈現(xiàn)斜率漸緩式減小趨勢，在氣隙ε在0～1.7 mm范圍內(nèi)效率急劇減小，而在1.7～5.6 mm范圍內(nèi)效率減小趨勢減緩，最終逐漸趨近于0。

在以上試驗的基礎上，利用所構建的感應充電試驗裝置進行了12 V/18 AH Ni-MH蓄電池感應充電試驗，主電路輸入直流36 V，耦合器氣隙設定為1.2 mm，結果實現(xiàn)了3.2 A恒流充電。

5 結 論

為了適應無人地面車輛自動充電的需求，設計了一種基于串聯(lián)諧振變換器的感應式充電試驗裝置，得到了如下結論：

1)仿真結果表明，雖然耦合器氣隙的變化將引起勵磁電感的變化，但對諧振頻率的影響可以忽略。

2)在100 kHz諧振狀態(tài)下，主電路中耦合器初級、次級電壓、電流仿真結果與試驗結果一致，說明所構建的仿真模型正確，該模型對今后類似設計具有一定的指導作用。

3)由耦合器電能傳輸效率隨氣隙變化的試驗可知，電能傳輸效率隨著氣隙的增加而呈現(xiàn)斜率漸緩式減小趨勢，在試驗條件下，大氣隙與零氣隙之間的傳輸效率相差3倍。

4)所設計的感應充電裝置可以實現(xiàn)12 V/18 AH Ni-MH蓄電池的恒流充電。

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