申 晶 張曉林

(北京航空航天大學(xué) 電子信息工程學(xué)院，北京100191)

目前，無線通信設(shè)備正朝著重量輕、體積小、功耗低、成本低的方向迅速發(fā)展，對于導(dǎo)航接收機(jī)等便攜式電子設(shè)備，也需要低電壓低功耗電路來延長電池的使用壽命，并減小系統(tǒng)散熱帶來的壓力，以保證系統(tǒng)長時間的穩(wěn)定工作.隨著深亞微米集成電路的迅猛發(fā)展，CMOS晶體管特征尺寸和柵氧厚度不斷減小，過驅(qū)動電壓也不斷降低，使得低電壓低功耗的設(shè)計成為可能.

射頻前端將天線接收到的信號進(jìn)行放大、混頻和模數(shù)轉(zhuǎn)換，完成射頻信號到基帶信號的轉(zhuǎn)換.混頻器是其中的重要組成部分，完成系統(tǒng)的頻率轉(zhuǎn)換功能，線性度、轉(zhuǎn)換增益、噪聲和功耗等是混頻器的關(guān)鍵性能參數(shù)，直接影響著整個接收機(jī)的性能.這些性能參數(shù)之間互相影響互相制約，實(shí)現(xiàn)低功耗通常要以影響其他性能為代價，如何尋求一個折衷方案成為近年來設(shè)計的難點(diǎn).

本文設(shè)計了一種超低電壓超低功耗的混頻器，并改善了混頻器的轉(zhuǎn)換增益、線性度和噪聲性能，可用于衛(wèi)星導(dǎo)航雙系統(tǒng)兼容接收機(jī).

1 電路設(shè)計與分析

雙平衡Gilbert混頻器電路結(jié)構(gòu)簡單，目前應(yīng)用最為廣泛.傳統(tǒng)的Gilbert混頻器見圖1，由跨導(dǎo)級(M1，M2)、開關(guān)級(M3～M6)和負(fù)載電阻堆疊于電源(Vdd)和地(GND)之間.跨導(dǎo)級將射頻輸入電壓信號轉(zhuǎn)化成電流，開關(guān)級通過交替打開、關(guān)閉MOS管實(shí)現(xiàn)頻率轉(zhuǎn)換.

圖1 傳統(tǒng)的Gilbert混頻器

在傳統(tǒng)的Gilbert混頻器中，所有的直流電流都流過跨導(dǎo)級、開關(guān)級和負(fù)載級.跨導(dǎo)級和開關(guān)級的晶體管分別需要一定的開啟電壓，而負(fù)載電阻也將消耗一定的直流壓降，因而往往需要較高的電源電壓.如果采用低電源電壓，這種結(jié)構(gòu)不能保證所有的管子都工作在飽和區(qū)［1］.

采用折疊結(jié)構(gòu)可適當(dāng)降低電源電壓［2］，然而MOS晶體管的閾值電壓并不會隨著電源電壓的降低而降低，仍然會限制低電壓的實(shí)現(xiàn)［3］.而且為了保證混頻器性能，通常需要從電源汲取較大的工作電流，從而不利于實(shí)現(xiàn)低功耗［4］.

圖2 基于襯底偏置的電流復(fù)用混頻器

此外，傳統(tǒng)Gilbert混頻器的轉(zhuǎn)換增益和線性度的改善通常通過增大輸入跨導(dǎo)級的電流來實(shí)現(xiàn).但是如此，開關(guān)級電流增大，會增大開關(guān)級的噪聲貢獻(xiàn);負(fù)載級的電流增大，會消耗電壓裕度，也會增加電阻的噪聲貢獻(xiàn)［5］.

可見，傳統(tǒng)的Gilbert混頻器在轉(zhuǎn)換增益、線性度、噪聲和電壓裕度的設(shè)計上存在著矛盾，且很難實(shí)現(xiàn)低電壓低功耗設(shè)計.

針對上述問題，提出一種基于襯底偏置的超低耗電流復(fù)用混頻器.通過電流復(fù)用技術(shù)，增大跨導(dǎo)級的電流，而不增加開關(guān)級和負(fù)載電阻的偏置電流，使得在提高轉(zhuǎn)換增益和線性度的同時不帶來噪聲性能的惡化和消耗更多的電壓裕度;采用折疊結(jié)構(gòu)，減少電源和地之間堆疊的管子數(shù)目，同時對跨導(dǎo)級采用自偏置結(jié)構(gòu)，可大大降低電源電壓;同時對電路中所有MOS管采用襯底偏置技術(shù)，減小了MOS管的閾值電壓，實(shí)現(xiàn)了超低電壓超低功耗的設(shè)計.

本文設(shè)計的混頻器電路結(jié)構(gòu)如圖2所示，M1～M4為射頻跨導(dǎo)級，其中M3，M4構(gòu)成自偏置結(jié)構(gòu)，對跨導(dǎo)級注入電流，M5～M8為開關(guān)級，R7，R8構(gòu)成負(fù)載級.

1.1 電流復(fù)用技術(shù)

電流復(fù)用混頻器和傳統(tǒng)的Gilbert混頻器相比，可降低轉(zhuǎn)換增益、線性度和噪聲性能之間折衷設(shè)計的難度.混頻器的轉(zhuǎn)換增益可表示為［6］

其中，Δ是本振信號經(jīng)開關(guān)級打開和關(guān)閉的時間間隔;fLO是本振信號頻率;gm是混頻器的跨導(dǎo)級晶體管跨導(dǎo);RL為負(fù)載電阻阻值.

可見，增加跨導(dǎo)級的電流偏置，可以提高gm，從而提高混頻器的轉(zhuǎn)換增益.此外，混頻器的線性度也可以通過增大跨導(dǎo)級電流來實(shí)現(xiàn).

而混頻器輸出的閃爍噪聲為

其中，I為開關(guān)管的偏置電流;S，T和Vn分別是本振信號的斜率、周期和幅度.可見，混頻器的開關(guān)管偏置電流越小，其閃爍噪聲越小.

采用電流復(fù)用技術(shù)，如圖3a所示，可以通過PMOS管M2對M1進(jìn)行電流注入，IRF=ILO+IP，其中，IRF為跨導(dǎo)級偏置電流;ILO為流經(jīng)開關(guān)管的電流;IP為M2注入的電流.通過調(diào)整IP的大小，可以增加跨導(dǎo)級偏置電流，從而增加轉(zhuǎn)換增益和提高線性度;同時可以減少流經(jīng)開關(guān)級的電流，減小混頻器的閃爍噪聲.

然而由于M2的晶體管阻抗接交流地，部分射頻信號會通過M2泄露到交流地，造成射頻信號的損失.因此可將PMOS晶體管進(jìn)一步用于放大射頻信號［7］，和NMOS管接成互補(bǔ)跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)，如圖3b所示，這種結(jié)構(gòu)下的總跨導(dǎo)為Gm=gmp+gmn，其中g(shù)mp和gmn分別為PMOS管和NMOS管的跨導(dǎo)，有利于進(jìn)一步提高轉(zhuǎn)換增益.

圖3 應(yīng)用電流復(fù)用技術(shù)的混頻器跨導(dǎo)級

1.2 自偏置的互補(bǔ)跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)

由圖2可見，本文中混頻器中的開關(guān)級、負(fù)載級和跨導(dǎo)級構(gòu)成折疊結(jié)構(gòu)，使得電源與地之間堆疊的晶體管數(shù)目降低，從而電源電壓只受到跨導(dǎo)級直流工作點(diǎn)的限制.

首先分析圖3b中的普通互補(bǔ)跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)，最小電源電壓為

其中，Vt為晶體管的閾值電壓;Vovn為NMOS管的過驅(qū)動電壓;Vovp為PMOS管的過驅(qū)動電壓.在0.18 μm工藝下，Vt的典型值為0.5 V左右.可見，這種結(jié)構(gòu)最小電源電壓也要大于1 V.

本文中混頻器進(jìn)一步采用自偏置的互補(bǔ)跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)［8］，見圖4，對 PMOS 管進(jìn)行自偏置，使其柵漏極電壓一致，如此，NMOS管的過驅(qū)動電壓Vovn=Vrf-Vt，PMOS管的過驅(qū)動電壓Vovp=Vdd-VA-Vt，而VA＞Vrf-Vt，從而可分析出最小電源電壓為

對比式(3)和式(4)，可見自偏置的互補(bǔ)跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)可大大降低電源電壓.此外，這種結(jié)構(gòu)引入了電阻反饋，且PMOS管總是工作在飽和區(qū)，其性能對工藝變化較為不敏感，可增加設(shè)計的穩(wěn)定性.

圖4 自偏置的互補(bǔ)跨導(dǎo)結(jié)構(gòu)

1.3 襯底偏置技術(shù)

為了進(jìn)一步降低電源電壓，由式(4)可見，可以采用降低MOS管閾值電壓的方法.襯底偏置技術(shù)可實(shí)現(xiàn)這一功能［9-11］.其原理為:在MOS管的柵極和源級之間加上足夠大的固定電壓，以形成反型層.當(dāng)襯底和源級之間的電壓發(fā)生變化時，襯底和溝道間的耗盡層厚度將發(fā)生改變，進(jìn)而改變溝道反型層的厚度，從而影響溝道電流的大小.

在加入襯底偏置電壓之后，晶體管的閾值電壓變成:

其中，φF為襯底費(fèi)米電勢;VT0為界面的電子濃度等于p型襯底的多子濃度時的柵壓;γ為體效應(yīng)系數(shù)，典型值在0.31/2和0.41/2之間.可以看出，可通過VBS的調(diào)節(jié)，改變晶體管的閾值電壓.仿真驗(yàn)證，當(dāng)VBS為0.4 V時，晶體管的閾值電壓下降至0.4 V左右，從而便于低電壓電路的實(shí)現(xiàn).

此外，襯底偏置的晶體管在飽和時的跨導(dǎo)為

相對于普通的柵極驅(qū)動晶體管，襯底偏置的晶體管跨導(dǎo)更大，更易于實(shí)現(xiàn)較高的轉(zhuǎn)換增益.

2 仿真結(jié)果

本文中混頻器的版圖如圖5所示，在所有的pad添加ESD(Electro-Static Discharge)保護(hù)，尺寸為460 μm ×400 μm.版圖設(shè)計中，將溝道較寬的MOS管拆分成小單元并聯(lián)，并采用交叉對稱結(jié)構(gòu)以更好地匹配電路.此外，對整體版圖采用雙層電源環(huán)保護(hù)，減小信號串?dāng)_和襯底噪聲影響.

圖5 基于襯底偏置的電流復(fù)用混頻器版圖

文中采用SMIC 0.18 μm 1P6M CMOS工藝射頻庫模型，使用Cadence Spectre RF仿真器進(jìn)行仿真.電源電壓僅為 0.6 V，射頻輸入頻率為1575 MHz，功率為 -80 dBm，本振輸入頻率為1400 MHz，功率為-7 dBm.表1為本文中混頻器與其他混頻器的主要性能參數(shù)對比，從中看出本文中的混頻器實(shí)現(xiàn)了超低電壓超低功耗的設(shè)計.

圖6為本文中混頻器的轉(zhuǎn)換增益仿真曲線，可以看出混頻器實(shí)現(xiàn)了6.1 dB的轉(zhuǎn)換增益，1 dB壓縮點(diǎn)為-16.67 dBm，說明該混頻器具有合適的轉(zhuǎn)換增益和良好的線性度.圖7為本文中混頻器的噪聲系數(shù)仿真曲線，可以看出其噪聲系數(shù)為14 dB，說明該混頻器具有良好的噪聲性能.

表1 本文中混頻器與參考文獻(xiàn)對比

圖6 本文中混頻器的轉(zhuǎn)換增益仿真曲線

圖7 本文中混頻器的噪聲系數(shù)仿真曲線

3 結(jié)束語

本文采用折疊結(jié)構(gòu)和自偏置的跨導(dǎo)互補(bǔ)結(jié)構(gòu)，利用電流復(fù)用技術(shù)和襯底偏置技術(shù)，設(shè)計出一種超低壓超低耗的混頻器.該混頻器具有良好的變頻增益、線性度和噪聲性能，并具有超低壓低功耗的特點(diǎn)，可廣泛應(yīng)用于航空航天領(lǐng)域中的射頻接收機(jī)及相關(guān)電子系統(tǒng).

References)

［1］ Vidojkovic V，van der Tang J，Leeuwenburgh A，et al.A low-voltage folded-switching mixer in 0.18 μm CMOS［J］.IEEE Journal of Solid-State Circuits，2005，40(6):1259-1264

［2］宋丹，張曉林，夏溫博.低壓CMOS折疊共源共柵混頻器的設(shè)計［J］.北京航空航天大學(xué)學(xué)報，2008，34(12):1452-1455 Song Dan，Zhang Xiaolin，Xia Wenbo.Design of low voltage CMOS folded-cascode mixer［J］.Journal of Beijing University of Aeronautics and Astronautics，2008，34(12):1452-1455(in Chinese)

［3］ 宋丹，張曉林.一種超低壓超低耗NMOS襯底偏置混頻器［J］.北京航空航天大學(xué)學(xué)報，2009，35(4):480-484 Song Dan，Zhang Xiaolin.Ultra-low voltage ultra-low power NMOS bulk-biased mixer［J］.Journal of Beijing University of Aeronautics and Astronautics，2009，35(4):480-484(in Chinese)

［4］ Shen Dongjun，Li Zhiqun.A 2.4 GHz low power folded downconversion quadrature mixer in 0.18- μm CMOS［C］//2011 International Conference on Wireless Communications and Signal Processing.Nanjing:IEEE，2011:1-4

［5］ Darabi H，Abidi A A.Noise in RF-CMOS mixers:a simple physical model［J］.IEEE Transactions on Journal of Solid-State Circuits，2000，35(1):15-25

［6］ Park J，Lee C H，Kim B S，et al.Design and analysis of low flicker-noise CMOS mixers for direct-conversion receivers［J］.IEEE Transactions on MicrowaveTheoryand Techniques，2006，54(12):4372-4380

［7］ Jiang Mei，Zhang Xing，Liu Shan，et al.Low voltage，low power，downconversion folded-switching mixer with current-reuse technology［C］//2011 International Conference of Electron Devices and Solid-State Circuits.Tianjin:IEEE，2011:1-2

［8］ Chen I C，Yang J R.2 ～13GHz broadband CMOS low voltage mixer with active balun designed for UWB systems［C］//2010 IEEE International Conference of Electron Devices and Solid-State Circuits.Hongkong:IEEE，2010:1-4

［9］ Zain W S W，Prodromakis T，Toumazou C.A bulk-driven ISFET-based chemical mixer［C］//2010 IEEE Biomedical Circuits and Systems Conference.Paphos:IEEE，2010:134-137

［10］ Kuo C L，Huang B J，Kuo C C，et al.A 10 ～35 GHz low power bulk-driven mixer using 0.13μm CMOS process［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2008，18(7):455-457

［11］ Wang C Y，Tsai J H.A 51 to 65 GHz low-power bulk-driven mixer using 0.13μm CMOS technology［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2009，19(8):521-523