王麗娟，王 丹，普杰信

（河南科技大學(xué)，河南洛陽(yáng) 471003）

UWB系統(tǒng)復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)方法

王麗娟，王 丹，普杰信

（河南科技大學(xué)，河南洛陽(yáng) 471003）

隱藏系統(tǒng)具有估計(jì)精度差的缺陷，輔助導(dǎo)頻具有占用帶寬多的缺陷，針對(duì)這種情況提出了復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)方法，在隱藏導(dǎo)頻中插入極少量的輔助導(dǎo)頻，由于UWB信道是慢變信道，所以隱藏導(dǎo)頻可以借鑒輔助導(dǎo)頻的信道估計(jì)，把輔助導(dǎo)頻和隱藏導(dǎo)頻的信道估計(jì)疊加成新的信道估計(jì)。仿真結(jié)果表明，復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)繼承了兩種導(dǎo)頻信道估計(jì)的優(yōu)點(diǎn)，提高了信道估計(jì)精度，減少了帶寬占用率。

超寬帶;正交頻分復(fù)用;隱藏導(dǎo)頻;復(fù)合導(dǎo)頻;信道估計(jì)

超寬帶系統(tǒng)［1－3］由于具有極大的通信容量和極低的功耗等優(yōu)勢(shì)成為近些年高速率通信的熱點(diǎn)。超寬帶UWB系統(tǒng)目前有兩種技術(shù)方案:多頻帶正交頻分復(fù)用（MBOFDM）和沖激無(wú)線電（Impulse Radio，IR－UWB）技術(shù)。其中OFDM技術(shù)方案簡(jiǎn)單、靈活可靠，因而得到58%的支持率。

在MB－OFDM系統(tǒng)中經(jīng)常使用基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)方法［4－6］，按導(dǎo)頻方式可分為輔助導(dǎo)頻信道估計(jì)和隱藏導(dǎo)頻信道估計(jì)。其中輔助導(dǎo)頻信道估計(jì)具有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、性能優(yōu)良、穩(wěn)定可靠等優(yōu)點(diǎn)，但是輔助導(dǎo)頻占用信道帶寬且易受噪聲干擾。隱藏導(dǎo)頻［7－8］具有頻帶利用率高、抗噪聲效果好等優(yōu)點(diǎn)，然而隱藏導(dǎo)頻的信道精度卻很差。輔助導(dǎo)頻因具有較高的估計(jì)精度，所以得到了廣泛的使用。實(shí)際上隱藏導(dǎo)頻有較強(qiáng)的應(yīng)用前景，眾多的人士開始注意到隱藏導(dǎo)頻并投入到對(duì)隱藏導(dǎo)頻的研究?；陔[藏導(dǎo)頻的估計(jì)算法精度差是多方面的，文獻(xiàn)［9］提出了功率因子以減小導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)的互擾;文獻(xiàn)［10］指出在時(shí)域疊加導(dǎo)頻提高信道估計(jì)精度。以上算法都提高了信道估計(jì)精度，但是收效甚微，單一的改進(jìn)輔助導(dǎo)頻和單一的改進(jìn)隱藏導(dǎo)頻都很難收到較好的效果。

本文提出復(fù)合導(dǎo)頻方法，在隱藏導(dǎo)頻中插入極少量的輔助導(dǎo)頻，隱藏導(dǎo)頻的信道估計(jì)按比例疊加輔助導(dǎo)頻信道估計(jì)成為最終信道估計(jì)。由于輔助導(dǎo)頻數(shù)據(jù)極少，發(fā)揮出了隱藏導(dǎo)頻不占用帶寬優(yōu)勢(shì)，隱藏導(dǎo)頻借鑒了輔助導(dǎo)頻的信道估計(jì)，故系統(tǒng)的誤碼率有了明顯下降，復(fù)合導(dǎo)頻繼承了兩種導(dǎo)頻方式的優(yōu)點(diǎn)，因此有較廣泛的應(yīng)用前景。

1UWB系統(tǒng)模型

復(fù)合導(dǎo)頻的插入及疊加方式如圖1所示，每個(gè)數(shù)據(jù)塊中包含1個(gè)輔助導(dǎo)頻及多個(gè)隱藏導(dǎo)頻，隱藏導(dǎo)頻以塊狀疊加到數(shù)據(jù)上。其中每個(gè)隱藏導(dǎo)頻塊都可以得到導(dǎo)頻塊處的信道估計(jì)，由于隱藏導(dǎo)頻自身原因存在導(dǎo)頻和數(shù)據(jù)互擾，所以其信道估計(jì)精度較差。由于UWB信道是慢變信道，所以隱藏導(dǎo)頻的信道估計(jì)可以借鑒這個(gè)數(shù)據(jù)塊中的輔助導(dǎo)頻信道估計(jì)來糾正自己的偏差。

發(fā)送數(shù)據(jù)經(jīng)擾碼、卷積編碼、交織后進(jìn)行數(shù)字調(diào)制，工程應(yīng)用中因QPSK調(diào)制復(fù)雜度低、誤碼率低使用廣泛。調(diào)制后的數(shù)據(jù)插入輔助導(dǎo)頻同時(shí)疊加隱藏導(dǎo)頻，加入導(dǎo)頻的數(shù)據(jù)發(fā)送和接收過程如圖2所示。

數(shù)據(jù)X經(jīng)過IFFT變換，加入循環(huán)前綴CP通過信道。CP大于信道長(zhǎng)度時(shí)可以有效地消除符號(hào)間串?dāng)_（Inter Symbol Interference，ISI），同時(shí)在接收端去除CP，因此可以忽略CP，接收數(shù)據(jù)Y可表示為

式中:IFFT表示快速傅里葉反變換;FFT表示快速傅里葉變換;?表示卷積;h表示信道的時(shí)域沖激響應(yīng);v表示時(shí)域加性高斯白噪聲。式（1）化簡(jiǎn)后可得

式中:H是h的快速傅里葉變換;V是v的快速傅里葉變換。

2 信道估計(jì)

2.1 輔助導(dǎo)頻和隱藏導(dǎo)頻的信道估計(jì)

輔助導(dǎo)頻系統(tǒng)是把導(dǎo)頻以數(shù)據(jù)的形式送入信道，因此把接收導(dǎo)頻P'、發(fā)送導(dǎo)頻P帶入到式（2）可得

將式（3）代入LS算法［11］可得輔助導(dǎo)頻估計(jì)結(jié)果為

隱藏導(dǎo)頻系統(tǒng)是把導(dǎo)頻疊加到數(shù)據(jù)上同時(shí)送入信道，接收端對(duì)接收數(shù)據(jù)做均值處理，數(shù)據(jù)和噪聲的統(tǒng)計(jì)均值為0，隱藏導(dǎo)頻的接收導(dǎo)頻可表示為

將式（5）代入LS算法，可得隱藏導(dǎo)頻信道估計(jì)為

2.2 復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)

輔助導(dǎo)頻和隱藏導(dǎo)頻使用的是相同的導(dǎo)頻符號(hào)P完成信道估計(jì)。復(fù)合導(dǎo)頻按比例吸收輔助導(dǎo)頻和隱藏導(dǎo)頻的信道估計(jì)，其中復(fù)合導(dǎo)頻以隱藏導(dǎo)頻為主，k表示隱藏導(dǎo)頻信道估計(jì)成分的比例，輔助導(dǎo)頻信道估計(jì)占的比例為1－k，兩種導(dǎo)頻信道估計(jì)最終組合成完整的新信道估計(jì)。每個(gè)數(shù)據(jù)幀中只有一組輔助導(dǎo)頻信道估計(jì)和多組隱藏導(dǎo)頻信道估計(jì)，由于UWB的慢變性和輔助導(dǎo)頻所占比例較小，所以可以多個(gè)隱藏導(dǎo)頻共用一組輔助導(dǎo)頻以減小輔助導(dǎo)頻占用帶寬。復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)可表示為

式（7）展開后得

通過調(diào)整k控制各種干擾的幅度，使總的干擾疊加和最小就能達(dá)到提高信道估計(jì)的目的。

2.3 各種干擾特性和比例因子

圖3 各種干擾的特性

由圖3可知，E（V）和V隨著信噪比的增大而減小，而且E（V）遠(yuǎn)小于V和E（S），所以主要考慮的干擾是E（S）和V。在低信噪比區(qū)可以使用較大的k值減小噪聲的干擾，在高信噪比區(qū)用較小k值抵抗數(shù)據(jù)E（S）的干擾。

最簡(jiǎn)單實(shí)用的方法是使用最能照顧各信噪比情況的比例因子k，比例因子的確定將在仿真中根據(jù)系統(tǒng)的實(shí)際特性進(jìn)行確定。

3 實(shí)驗(yàn)與仿真

為了檢驗(yàn)復(fù)合導(dǎo)頻的特性，這里做了仿真，仿真環(huán)境如表1所示。

表1 系統(tǒng)仿真環(huán)境

3.1 LS算法比例因子k與信道估計(jì)

為了觀察不同數(shù)值比例因子對(duì)系統(tǒng)的影響，做了比例因子與誤碼率特性的仿真，如圖4所示。

圖4 比例因子與誤碼率特性

在低信噪比、k的取值較大時(shí)，誤碼率偏低;k取較大值時(shí)，信道估計(jì)更貼近于隱藏導(dǎo)頻信道估計(jì)，有較好的抗噪聲能力。隨著信噪比增大，隱藏導(dǎo)頻信道估計(jì)精度差的缺陷開始顯露出來。k取值在0.6附近時(shí)誤碼率最低，此時(shí)噪聲小，輔助導(dǎo)頻的信道估計(jì)精度更高，所以出現(xiàn)信道估計(jì)向輔助導(dǎo)頻方向靠攏，即k值變小。根據(jù)圖4顯示的k與系統(tǒng)誤碼率的特性可以找出一個(gè)能夠照顧各信噪比情況的最優(yōu)k值，當(dāng)k=0.6時(shí)系統(tǒng)綜合性能最好，即為折中比例因子k。

3.2 LS算法折中比例因子k的系統(tǒng)特性

圖5是折中比例因子k在LS算法下信道估計(jì)的均方誤差特性圖。復(fù)合導(dǎo)頻的均方誤差特性介于輔助導(dǎo)頻和隱藏導(dǎo)頻之間，復(fù)合導(dǎo)頻繼承了隱藏導(dǎo)頻較好的抗噪聲特性，同時(shí)兼有輔助導(dǎo)頻高信噪比精度高的特性。

圖5 折中比例因子信道估計(jì)均方誤差特性

比例因子取折中值0.6時(shí)，LS算法系統(tǒng)的誤碼率特性如圖6所示。復(fù)合導(dǎo)頻由于吸收了輔助導(dǎo)頻的信道估計(jì)，其誤碼率在高信噪比區(qū)域有了大幅的下降。

圖6 折中比例因子的誤碼率特性

通過以上的仿真和分析可知，復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)精度相對(duì)于隱藏導(dǎo)頻有很大的提升，同時(shí)發(fā)送效率遠(yuǎn)高于輔助導(dǎo)頻，復(fù)合導(dǎo)頻吸收了兩種導(dǎo)頻的優(yōu)勢(shì)。

4 小結(jié)

本文提出了把隱藏導(dǎo)頻的信道估計(jì)和輔助導(dǎo)頻的信道估計(jì)按比例組合生成新信道估計(jì)的復(fù)合導(dǎo)頻算法，復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)繼承了兩種導(dǎo)頻信道估計(jì)的優(yōu)點(diǎn)。相對(duì)于隱藏導(dǎo)頻，復(fù)合導(dǎo)頻估計(jì)精度有顯著的提升，在帶寬占用率上相對(duì)于輔助導(dǎo)頻有著明顯的優(yōu)勢(shì)。在基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)系統(tǒng)中，復(fù)合導(dǎo)頻是較理想的信道估計(jì)方案。

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Composite Pilot Channel Estimation in UWB Systems

WANG Lijuan，WANG Dan，PU Jiexin

（Henan University of Science and Technology，Henan Luoyang 471003，China）

Superimposed system has the defect of estimating accuracy difference，and auxiliary pilot has the defect of occupancy excessive bandwidth.Aiming at this situation，the composite pilot channel estimation method is put forward.The little composite pilot is inserted in the superimposed pilot.Due to the UWB channel is slow－varying channel，the superimposed pilot can reference the channel estimation of auxiliary pilot.The channel estimation of auxiliary pilot and superimposed pilot are stacked into new channel estimation.The simulation results show the auxiliary pilot channel estimation inherits the advantage of pilot channel estimation，and the channel estimation accuracy is improved，and the occupancy bandwidth is decreased.

UWB;OFDM;superimposed pilot;composite pilot;channel estimation

TN911.23

A

【本文獻(xiàn)信息】王麗娟，王丹，普杰信.UWB系統(tǒng)復(fù)合導(dǎo)頻信道估計(jì)方法［J］.電視技術(shù)，2013，37（3）.

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（61101167）;航空科學(xué)基金項(xiàng)目（20110142002）;河南科技大學(xué)博士科研啟動(dòng)基金資助項(xiàng)目（09001409）;河南科技大學(xué)青年科學(xué)基金資助項(xiàng)目（2010QN0019）;河南省科技攻關(guān)計(jì)劃項(xiàng)目（112102210431）

王麗娟，碩士生，主研通信信號(hào)處理;

王 丹，博士，副教授，主研通信信號(hào)處理、計(jì)算機(jī)檢測(cè)技術(shù)和多學(xué)科協(xié)同仿真與建模;

普杰信，博士，教授，主研模式識(shí)別與圖像處理。

責(zé)任編輯:薛 京

2012－07－10