劉鳳華，陳 雷

（泰安航天特種車有限公司，山東 泰安 271000）

隨著能源危機和環(huán)境污染的加劇，國內外各大汽車研究機構都在大力研究開發(fā)節(jié)省能源和低排放甚至是零排放的綠色環(huán)保電動汽車產品。

本文針對目前電動汽車的各種燈、低壓用電設備與供電系統(tǒng)不匹配問題以及電動汽車DC12V用電設備供電系統(tǒng)的發(fā)展與現(xiàn)狀，提出電動汽車用準諧振反激式DC-DC變換器模塊的研究方案。該方案是根據(jù)目前車載DC-DC變換器模塊的質量輕、體積小、效率高、干擾小、安全可靠等特點和發(fā)展要求提出的［1］，其具有一定的創(chuàng)新性和實用性。理由是:其一，電路結構采用了反激式拓撲方式，其電磁干擾小，電路結構簡單，所用元器件少，有利于降低生產成本；其二，該研究方案采用了準諧振軟開關技術、跳周期控制策略及同步整流技術，其轉換效率高，可達90%，待機損耗小，低于1 W，有利于變換器機體的集成和 “綠色”節(jié)能的實現(xiàn)。

1 準諧振反激式變換器拓撲結構分析

準諧振反激變換器拓撲結構如圖1所示，其中，Lp為變壓器初級電感，Ls為變壓器次級電感，Cs為諧振電容。從圖1中可以看出，準諧振反激式變換器在原來反激變換器的基礎上在主開關管兩端并聯(lián)一個電容，很容易實現(xiàn)。準諧振反激變換器利用變壓器初級電感和諧振電容諧振在谷底開通開關管，減小開關管的開通損耗，由于開關管寄生電容比較小，所以要在開關管兩端并聯(lián)一個電容。其工作原理大體如下:開關管導通，初級繞組儲能，次級由電容給負載提供能量；開關管關斷，緩沖電路工作，變壓器釋放儲能；能量釋放完畢，電容Cs與初級電感Lp發(fā)生諧振，次級二極管經歷反向恢復過程；然后諧振開通。

2 電動汽車150W準諧振反激式DC-DC變換器電路設計

根據(jù)目前電動轎車、電動游覽車、電動高爾夫車等車輛12 V用電設備的供電需要，設計了一款150W準諧振反激式DC-DC變換器電路，主要把電動汽車蓄電池組的高電壓降低，來給電動汽車喇叭、前照燈、空調、音響、儀表、加速器等12V電源供電。其原理如圖2所示，所用元器件清單如表1所示。

2.1 控制電路的選擇

本設計中，控制電路采用了ONSemi公司生產的控制芯片NCP1207，它采用跳周期模式控制，極大地優(yōu)化了準諧振反激變換器的開關頻率對負載以及輸入電壓的依賴，從而達到降低輕載或空載時的損耗的目的；NCP1207內部集成了一個電流模式調節(jié)器和一個退磁檢測器，確保電路在任何條件下，都能自由運行在準諧振工作模式。芯片內部的臨界控制模式以及零電壓開通模式使其在輸入、負載變化的情況下，都能夠降低損耗，提高效率。

表1 試驗樣機所用元器件清單

2.2 功率變壓器設計

變壓器各相關參數(shù)如下:最小直流輸入電壓Uinmin=60 V；輸出電壓Uout=12 V；輸出平均電流Iout=12.5A；輸出功率Pout=150 W；電源拓撲:準諧振反激斷續(xù)模式；開關頻率f=61.2kHz；效率η=90%；最大占空比Dmax=0.5。

一次側電流峰值為

一次側電流有效值為

一次側電感值為

一次側繞線截面面積為

式中:JP——一次側導線電流密度，一般取3A／mm2。

一次側繞線直徑為

一次繞組匝數(shù)為

磁芯選擇鐵氧體材料，選取飽和最大磁通密度Bmax為0.3T（3000Gs），為防止磁芯飽和，最大磁通密度擺幅ΔBm盡量取稍微低些，本次設計取值為1667 Gs。根據(jù)變換器的輸出功率和開關頻率，選擇磁芯型號為PQ35／35，磁芯有效截面積為1.96 cm2（196 mm2），磁芯骨架選擇PC40。

二次繞組匝數(shù)為

式中:NS——變壓器二次繞組匝數(shù)；Uout——輸出電壓；UF——輸出整流二極管導通電壓；UR——變壓器一次側的反沖電壓；Dmax——最大占空比。由于二次側選用低壓大電流MOSFET做整流管，導通壓降UF極小，可忽略不計。

去磁檢測電壓取12V，其輔助繞組 （去磁檢測繞組）NA匝數(shù)為

二次側電流峰值為

二次側電流有效值為

二次側繞線截面面積為

式中:JS——一次側導線電流密度，一般取3A／mm2或稍高一些。

二次側選用銅箔繞制，共繞3匝，每匝所占面積2.67 mm2，選用0.05 mm厚的銅箔，3層疊繞，銅箔寬度為

磁路氣隙為

本次設計中，氣隙取1mm。在計算氣隙時，最大磁通密度擺幅ΔBm可稍微取大一些，一般取為2500Gs。

為了更好地加強繞組間耦合，減小漏感，變壓器采用逐層間繞法繞制:一次側有效值4.4 A，選3 A／mm2， 得導線截面積1.47 mm2， 7～8股并繞， 每股0.20 mm2，線徑0.47 mm，截面積0.1734 mm2。0.47 mm線徑漆包線的外徑0.53 mm，PQ35／35每層僅能繞42匝，為14匝的整數(shù)，不能滿足15匝的要求。選擇0.42 mm線徑，外徑0.48 mm，PQ35／35每層可繞46匝，可以實際繞45匝，為15匝的整數(shù)倍；導線有效截面積0.1358mm2；用12股，合計導線截面積1.63 mm2，實際載流密度2.7 A／mm2；分4層并繞， 即一次／3、 二次／3、 一次／3、 二次／3、 一次／3、二次／3、一次／3，一次、二次繞組均并繞。一次側占約2mm厚度一次、二次以及輔助繞組之間絕緣共9次共占約1mm；二次繞組占3mm；輔助繞組:線徑為0.2mm，雙股并繞3匝，占0.5mm；繞組總厚度約6.5mm，低于7.4mm的窗口最大寬度。

二次側電壓12V，繞3匝，有效值20A，需要導線截面積8mm2，每層2.67mm2，用3層0.05mm銅箔，加絕緣每個繞組為12層，厚度為0.6 mm，3個二次側繞組總厚度為1.8mm。

2.3 準諧振電容設計

Cs可選103／1kV薄膜電容。

2.4 功率開關管的選擇

為了提高變換器的效率，選擇了開通損耗相對較小的MOSFET管作為本設計的功率開關管。由于開關管的電壓包含電源電壓部分、復位電壓部分、尖峰電壓部分［2］，72 V等級蓄電池供電電源最大值為90V，復位電壓取60V，尖峰電壓為30～60V，考慮30～50V的安全裕量，所以選取250～300V耐壓的MOSFET；開關管額定電流選擇一般取變壓器峰值電流IP的3～4倍，由于IP為11.11A，所以在本設計中開關管的額定電流選擇42A。

通過以上兩方面的選擇，最終選擇IXTQ42N25P MOSFET開關管，其UDSS=250 V，ID=42 A，Rdson=84mΩ，TO-247DS封裝。

2.5 同步整流輸出電路設計

為了進一步提高變換器整體效率，降低輸出電路損耗，本次設計利用分類元件構成一套自驅動同步整流輸出電路。既提高了效率，又降低了成本［3］，其電路如圖3所示。

該自驅動同步整流電路工作原理:首先，同步整流器VF2的反向二極管導通流過輸出電流，與此同時，在電流互感器的二次側獲得感生電流，流入電阻R1， 并在R1上產生U=I2·R1感生電壓， 當此電壓達到并超過晶體管的發(fā)射結正向電壓時，T1導通，并驅動T2導通，拉高T2發(fā)射極電壓到輸出電壓，驅動同步整流器的MOSFET導通輸出電流降低到T1的導通閾值以下時，T1關斷；T2得不到基極偏執(zhí)電流，與此同時由于T2、T3的基極有一個搭鐵電阻R2，可以將T2、T3的基極電壓拉低。電阻R2可以使得同步整流器的柵極電荷通過T3的導通快速泄放，以達到同步整流MOSFET及時關斷。

3 試驗結果與分析

3.1 轉換效率

在常溫下，當輸入電壓為DC 60V、72V、90V時，分別對2臺150W DC-DC變換器樣機進行效率對比測試，為了便于觀察分析，繪制了效率對比曲線圖，如圖4所示。

一臺試驗樣機是利用UC3842控制芯片采用的PWM控制方式實現(xiàn)的150W／12V輸出的DC-DC反激變換器；另一臺是本次設計樣機，利用NCP1207控制芯片采用準諧振控制方式實現(xiàn)的150W／12V輸出的DC-DC反激變換器。從圖4中可以看出，基于NCP1207的反激DC-DC變換器的效率有了明顯的提高。滿載情況下，效率接近90%，效率比基于UC3842的反激DC-DC變換器高出4%～5%。

反激式DC-DC變換器的主要損耗為變壓器漏感，以及開關管關斷過程由于變壓器漏感所引起的附加損耗［4］，如果這個損耗基本消除，可以將效率提高6%或更高。這樣，準諧振加智能同步整流器的組合方式就可以獲得90%以上的DC-DC變換效率。

3.2 待機損耗

本文設計的控制芯片具有跳周期控制功能，能夠很好地降低待機損耗。在不同的輸入條件下對2臺DC-DC變換器的待機損耗進行了測試，記錄數(shù)據(jù)如表2、表3所示。

從表2中可以看出，在待機狀態(tài)下，輸出功率為0.5W時，輸入功率小于1W，滿足待機損耗小于1W的設計要求。但是表3中的待機損耗比表2的超出很多，且都遠大1W，這就說明PWM硬開關方式實現(xiàn)的變換器待機損耗大，且效率低。

表2 基于NCP1207的DCDC變換器的待機損耗測試數(shù)據(jù)

表3 基于UC3842的DCDC變換器的待機損耗測試數(shù)據(jù)

3.3 波形分析

本文提出的準諧振DC-DC變換器帶有同步整流功能，一次側開關管能夠實現(xiàn)零電壓開通，二次側輸出整流不僅能夠實現(xiàn)和輸入保持同步，還能夠實現(xiàn)零電流關斷，并在寬輸入電壓范圍的情況下，其轉換效率能夠優(yōu)化設計在輸入電壓范圍的高端。

相同負載、不同輸入條件下的開關管漏源電壓波形如圖5所示。

通過圖5測試波形可知，相同負載時，輸入電壓越高，開關管漏源電壓越大，漏源電壓隨輸入電壓的升高而增大，但總體上都小于200 V，體現(xiàn)鉗位電路的緩沖作用；占空比隨輸入電壓的增大而減??；開關頻率隨輸入電壓的增大有所升高。以上4個工作時刻都運行在準諧振狀態(tài)，這也證明了在負載不是很輕或非空載時，寬電壓輸入范圍內能夠保證電路工作在準諧振模式。

相同輸入條件、不同負載下的開關管漏源電壓波形如圖6所示。

從圖6測試波形可知，相同輸入電壓下，漏源電壓隨著負載的減輕而降低，占空比隨之變小。當負載不是很輕或空載時，開關頻率增加緩慢，系統(tǒng)自動運行在準諧振狀態(tài)，保證了開關管在極小值處開通。當負載減小到很輕時或接近空載時，電路系統(tǒng)將自動進入跳周期模式，開關頻率迅速下降，開關管幾乎不開通，電路損耗很小。這就證明了采用跳周期控制策略實現(xiàn)的準諧振反激變換器電路，有效地降低了開關頻率對負載的依賴，減小了待機損耗。

為了進一步降低輸出電路導通損耗，提高變換器效率，本文在輸出整流電路部分采用了導通電阻極小的MOSFET管構成的同步整流器，其測試波形如圖7所示。

由圖7可以看出，輸出整流電路和輸入電路步調保持完全同步，即:開關管關斷時，同步整流器立即開通；開關管開通時，同步整流器迅速關斷，并且是零電流自然關斷。這證明了利用MOSFET構成的同步整流器替代傳統(tǒng)的二極管整流，不僅能夠減小輸出整流電路的導通損耗，還能降低開關損耗。

4 結論

綜上所述，本設計中的準諧振反激式DC-DC變換器憑借電路結構簡單、電磁干擾小和先進的軟開關和同步整流技術，達到了高效節(jié)能、降低生產成本的目的，作為電動汽車的12V供電系統(tǒng)備用轉換設備，具有很強的實用性和優(yōu)越性。該方案的研究在目前車載DC-DC變換器發(fā)展的基礎上有所改進和突破；該方案的實施，在一定程度上，能夠彌補國內電動汽車電源供電系統(tǒng)的不足，完善電動汽車的電能供電結構，優(yōu)化電動汽車的性能，對促進電動汽車的發(fā)展具有很大的意義。

［1］夏亮.電動汽車驅動器用開關電源的設計研究［D］.同濟大學工學碩士學位論文，2008.

［2］陳永真.開關電源進入高效率功率變換時代［J］.電源世界， 2007 （2）:6-7， 23.

［3］李龍文.同步整流器在DC／DC變換器中的應用［C］／／東北地區(qū)第四屆現(xiàn)代電源技術交流會 （優(yōu)秀論文集），2003.

［4］王聰.軟開關功率變換器及其應用［M］.北京:科學出版社，2000.