，

（1.鹽城工學(xué)院 電氣工程學(xué)院，江蘇 鹽城 224051；2.南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，江蘇 南京 210016）

高功率密度、高可靠性是模塊電源的發(fā)展方向，標(biāo)準(zhǔn)化、薄型化是模塊電源的國(guó)際趨勢(shì)［1－4］。模塊電源工作時(shí)，功率器件高速開關(guān)工作。器件關(guān)斷時(shí)，回路寄生電感儲(chǔ)存的能量釋放出來(lái)，會(huì)產(chǎn)生差模干擾。高du／dt節(jié)點(diǎn)通過(guò)其對(duì)地的寄生電容，在地回路中產(chǎn)生共模干擾。為了研究模塊的電磁干擾特性，有必要進(jìn)行寄生參數(shù)模型的建立［5－6］。

高溫是造成模塊電源失效最重要的因素之一。需要在產(chǎn)品的預(yù)研和開發(fā)階段，對(duì)熱設(shè)計(jì)方案進(jìn)行全面的可行性分析和優(yōu)化設(shè)計(jì)，從而加快熱設(shè)計(jì)的速度并提高設(shè)計(jì)質(zhì)量［7－10］。本文將建立模塊電源的寄生參數(shù)模型，運(yùn)用Flotherm軟件進(jìn)行三維熱仿真分析。

1 封裝結(jié)構(gòu)

電路拓?fù)洳捎靡葡嗫刂屏汶妷洪_關(guān)PWM全橋變換器，變換器工作原理詳細(xì)分析見文獻(xiàn)［11－12］。封裝結(jié)構(gòu)采用了三維疊層封裝結(jié)構(gòu)：1）底層為具有高導(dǎo)熱率的鋁基板，其上面焊接開關(guān)管、整流二極管等功率器件，布置變壓器、濾波電感和濾波電容等無(wú)源器件；2）中間層為FR－4基板（PCB1），上面有主電路的連接線路及電壓、電流檢測(cè)電路等；3）頂層為FR－4基板（PCB2），上面布置控制、保護(hù)電路和輔助電源等。通過(guò)銅柱實(shí)現(xiàn)底層基板上的布線、器件和PCB1之間的電氣連接，PCB1和PCB2則通過(guò)接插件連接。器件采用表面組裝器件，變壓器和電感采用平面磁芯。圖1為模塊電源鋁基板上元器件布局俯視圖。

圖1 鋁基板上元器件布局Fig.1 Layout on the Al－based substrate

2 寄生參數(shù)模型建立

2.1 寄生電感

圖2為考慮寄生電感的電路模型。圖2中，Q1～Q4是4只開關(guān)管，LS1，LS2是尖峰抑制器，DR1和DR2是輸出整流管，Lf是濾波電感，Cf是濾波電容，RLd是負(fù)載。●表示連接底層和中間層的銅導(dǎo)電柱，L1～L7為線路寄生電感，L8～L11分別為Q1～Q4的源極和電路板互連產(chǎn)生的寄生電感，L12～L15為變壓器引出端連接相關(guān)的寄生電感，Lcp1，Lcp2，Lcp3，Lcp4為銅柱的寄生電感，C1和C2是直流母線濾波電容?；芈发?，②，③為高di／dt回路。

圖2 考慮寄生電感的電路模型Fig.2 Circuit model with parasitic inductances

2.2 寄生電容

圖2中，A，B，E為高du／dt節(jié)點(diǎn)。節(jié)點(diǎn)A，B，E包圍的覆銅層對(duì)鋁板層的寄生電容分別為CA，CB，CE，給共模EMI提供了傳導(dǎo)路徑。測(cè)得寄生電容CA＝274.1pF，CB＝152pF，CE＝478.7pF。鋁基板的絕緣層薄，產(chǎn)生了較大的寄生電容。

2.3 線路布局優(yōu)化設(shè)計(jì)

為改善模塊的EMC性能，線路布局設(shè)計(jì)應(yīng)為：1）盡可能減小圖1中回路①，②，③的寄生電感；2）合理設(shè)置電源母線濾波電容；3）節(jié)點(diǎn)A，B，E包圍的覆銅層面積應(yīng)盡可能減小。

3 熱設(shè)計(jì)

模塊電源中的損耗主要存在于開關(guān)管、整流二極管和磁性元件。為了減少元器件的損耗，可以通過(guò)合理選取電路拓?fù)浜推骷?yōu)化設(shè)計(jì)磁性元件等來(lái)實(shí)現(xiàn)。在設(shè)計(jì)模塊電源時(shí)，在保證電功能的前提下，應(yīng)選用低功耗器件，減小其損耗。本模塊電源的主功率器件選用了低導(dǎo)通電阻的CoolMOS，整流二極管選用了肖特基二極管。在電路拓?fù)浜驮骷汛_定的情況下，模塊電源又要求自然冷卻，那么選用合適的散熱材料，提供有效的熱傳送路徑，減小發(fā)熱器件熱傳送路徑上的熱阻非常關(guān)鍵。采用Flotherm軟件對(duì)模塊電源進(jìn)行熱分析，給出模塊電源溫度的穩(wěn)態(tài)分布情況。

3.1 損耗分析

由于開關(guān)管的開關(guān)過(guò)程較短，這里將其忽略，將原邊電流波形簡(jiǎn)化為圖3所示的損耗分析用電流波形。D2，D3為Q2，Q3的寄生二極管。［t2，t6］的持續(xù)時(shí)間為Dp×Ts／2，Dp為原邊占空比，［t0，t2］的持續(xù)時(shí)間為（1－Dp）×Ts／2，［t2，t5］的持續(xù)時(shí)間為副邊占空比丟失時(shí)間Dloss×Ts／2。

圖3 損耗分析用變壓器的原邊電流圖Fig.3 Waveform of primary current of transformer for loss analysis

根據(jù)變換器的輸入輸出條件及變壓器漏感等參數(shù)，可計(jì)算出電流I1，I2，I3以及占空比DP，Dloss。

3.1.1 開關(guān)管損耗

開關(guān)管的總損耗包括通態(tài)損耗和開關(guān)損耗。

3.1.1.1 導(dǎo)通損耗

MOSFET的導(dǎo)通損耗

式中：RDS（on）為 MOSFET 的導(dǎo)通電阻。

二極管的導(dǎo)通損耗為

式中：Iavg，Vfp分別為二極管平均電流和正向?qū)▔航怠?/p>

在［t0，t6］半個(gè)周期內(nèi)，計(jì)算滯后管導(dǎo)通損耗PQ4－cond，PQ2－cond、滯后管的體二極管導(dǎo)通損耗PD2－on和超前管的體二極管導(dǎo)通損耗PD3－on。

超前管導(dǎo)通損耗

在一個(gè)周期內(nèi)，單只超前管的通態(tài)損耗為

單只滯后管的通態(tài)損耗為

3.1.1.2 開關(guān)損耗

開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，開通損耗為零。因此，開關(guān)損耗只計(jì)算關(guān)斷損耗。由于是自然關(guān)斷，開關(guān)管的體二極管的反向恢復(fù)損耗為零。

3.1.1.3 總損耗

1）單只超前管總損耗：

式中：PQ3－off為超前管的關(guān)斷損耗。

2）單只滯后管總損耗：

式中：PQ2－off為滯后管的關(guān)斷損耗。

3.1.2 整流二極管損耗

整流二極管的損耗包括通態(tài)損耗和反向恢復(fù)損耗。整流二極管采用肖特基二極管，通態(tài)損耗為

反向恢復(fù)損耗為

由于使用了尖峰抑制器，整流二極管幾乎沒(méi)有尖峰電壓，承受的最大反向電壓為URM＝2Vin／K，IRM為最大反向漏電流。單只整流二極管的總損耗為

3.1.3 磁性元件損耗

變壓器、濾波電感等磁性元件是影響模塊電源體積、重量和外形的主要因素。文獻(xiàn)［13］分析和優(yōu)化設(shè)計(jì)變壓器和電感，給出了變壓器和電感損耗的計(jì)算過(guò)程和結(jié)果。

3.1.4 損耗分布

模塊電源輸入直流電壓Vin＝270V，輸出28V／36A時(shí)，主要損耗分布如圖4所示。

圖4 模塊電源的主要損耗分布Fig.4 Main loss distribution of the power module

3.2 熱分析

3.2.1 三維熱分析模型

模塊電源樣機(jī)工作時(shí)，將其安裝在一塊散熱器上，鋁基板的背面和散熱器之間涂抹導(dǎo)熱硅脂。采用Flotherm進(jìn)行熱分析。重要參數(shù)的設(shè)定包括數(shù)學(xué)分析模式和流體流動(dòng)屬性的設(shè)定、系統(tǒng)環(huán)境（初始條件及邊界條件等）、模型參數(shù)的設(shè)定、網(wǎng)格疏密的控制。

由于本模塊是在自然冷卻條件下工作，其設(shè)定的熱源模式是傳導(dǎo)元件，并考慮輻射熱傳輸。Flotherm軟件可以顯示出整個(gè)系統(tǒng)的等溫面。

3.2.1.1 開關(guān)管、整流二極管的熱模型

開關(guān)管、整流二極管的熱模型相似。圖5為MOSFET的結(jié)構(gòu)圖。MOSFET的第一熱傳輸路徑為：開關(guān)管芯片的有源區(qū)產(chǎn)生的熱量，以傳導(dǎo)的方式，經(jīng)過(guò)硅片、焊料再傳輸?shù)降讓鱼~基板。第二熱傳輸路徑為：芯片產(chǎn)生的熱量以傳導(dǎo)的方式通過(guò)密封材料，然后通過(guò)對(duì)流或輻射向大氣散發(fā)。圖6為MOSFET的等效熱阻模型。

圖5 MOSFET的結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Structure of the MOSFET modele

圖6 MOSFET的等效熱阻模型Fig.6 Equivalent thermal resistance model of the MOSFET

3.2.1.2 磁性元件的熱傳輸路徑

在鋁基板上布置變壓器、電感等磁性元件。在變壓器和鋁基板之間以及變壓器磁芯和繞組的底部涂抹導(dǎo)熱硅脂。變壓器的熱量主要通過(guò)傳導(dǎo)方式，首先傳向鋁基板和散熱器，然后在自然風(fēng)冷或強(qiáng)迫風(fēng)冷下，通過(guò)對(duì)流方式散去［14］。因?yàn)榭諝獾膶?dǎo)熱率比絕緣材料和導(dǎo)體材料的導(dǎo)熱率小很多，可以將磁芯和繞組的熱傳輸特性分開分析。圖7為變壓器的熱傳輸路徑。

圖7 變壓器的熱傳輸路徑Fig.7 Heat transfer path of the transformer

3.2.2 熱分析結(jié)果

模塊電源樣機(jī)工作時(shí)，將其安裝在一塊散熱器上，鋁基板的背面和散熱器之間涂抹導(dǎo)熱硅脂。采用Flotherm進(jìn)行熱分析，仿真條件如下：1）大氣（環(huán)境）溫度為35℃；2）模塊在自然冷卻條件下工作，考慮輻射熱傳輸；3）沒(méi)有焊接空洞。模塊電源輸出28 V／36A時(shí)，從溫度界面截圖可知，模塊電源的熱點(diǎn)出現(xiàn)在變壓器和整流二極管上。最高溫度點(diǎn)在變壓器的繞組中，為118.46℃。整流二極管的結(jié)溫為101.26℃，低于最高允許結(jié)溫175℃。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及結(jié)論

圖8為28V／36A模塊電源輸出滿載的波形，波形分別是變壓器原邊電壓VAB、原邊電流ip和變壓器副邊整流二極管電壓VDR1。模塊電源穩(wěn)定工作時(shí)，采用FLUKE紅外測(cè)溫儀F65測(cè)量溫度。變壓器表面最高溫度和環(huán)境溫差為58℃，與之對(duì)應(yīng)的仿真溫差為52℃。模塊電源可安全工作。

圖8 實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms

高功率密度、高可靠性是模塊電源的發(fā)展方向，可使模塊電源小型化和輕量化。提高模塊電源的功率密度會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾和熱設(shè)計(jì)問(wèn)題，從而影響模塊的可靠性。在實(shí)驗(yàn)室完成28V／36A輸出模塊電源樣機(jī)，模塊電源采用移相控制ZVS PWM全橋變換器拓?fù)浜腿S疊層封裝結(jié)構(gòu)。分析了模塊電源的差模干擾、共模干擾路徑，建立寄生參數(shù)模型，提出改善模塊電源電磁兼容性能的措施。分析了模塊電源中開關(guān)管、整流二極管和磁性元件的損耗，運(yùn)用Flotherm軟件進(jìn)行三維熱分析，得到模塊電源的穩(wěn)態(tài)傳熱結(jié)果，模塊電源最高溫度測(cè)試結(jié)果與分析結(jié)果吻合較好。

［1］Tabisz W A，Jovanovic M M，Lee F C.Present and Future of Distributed Power Systems［C］∥IEEE APEC，Boston，USA，1992：11－18.

［2］Blaabjerg F，Consoli A，F(xiàn)erreira J A，etal.The Future of Electronic Power Processing and Conversion［J］.IEEE Trans.Industry Applications，2005，41（1）：3－8.

［3］Rosado S，Arnedo L，Liu Q，etal.Review and Analysis of Modeling and Characterization of Power Electronic Systems［C］∥CPES Seminar.Virginia，USA，2005：112－124.

［4］Rosado S，Wang F，Boroyevich D.Analysis of Energy and Information Characteristics of Power Conversion Systems［C］∥CPES Seminar.Virginia，USA，2004：57－64.

［5］Yang L，Lu B，Dong W，etal.Modeling and Characterization of a 1kW CCM PFC Converter for Conducted EMI Prediction［C］∥IEEE APEC.Piscataway，NJ，USA，IEEE Press，2004：763－769.

［6］Andrew C Baisden.Modeling and Characterization of Power Electronic Converters with an Integrated Transmissionline Filter［D］.Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2006.

［7］Lasance C.The Conceivable Accuracy of Experimental and Numerical Thermal Analysis of Electronic Systems［J］.IEEE Trans.Components and Packaging Technologies，2002，25 （3）：180－198.

［8］Sewall E A.Development of a Thermal Management Methodology for a Front－end DPS Power Supply［D］.Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2002.

［9］Manu M.Integrated Thermal Management Strategies for Embedded Power Electronic Modules［D］.Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2006.

［10］Pang Y F.Integrated Thermal Design and Optimization Study for Active Integrated Power Electronic Modules（IPEMs）［D］.Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2002.

［11］阮新波，嚴(yán)仰光.脈寬調(diào)制DC／DC全橋變換器的軟開關(guān)技術(shù)［M］.北京：科學(xué)出版社，1999.

［12］阮新波，嚴(yán)仰光.直流開關(guān)電源的軟開關(guān)技術(shù)［M］.北京：科學(xué)出版社，2000.

［13］王建岡，阮新波.大功率模塊電源中平面磁性元件的分析與設(shè)計(jì)［J］.電氣應(yīng)用，2008，28（3）：58－62.

［14］Dai Ning，Lee F C.Design of a High Density Low－profile Transformer［C］∥IEEE APEC，California，USA，1996：434－440.