丁 玲，余昭杰，李 靖，周 泉，杜國同，常玉春

（吉林大學(xué)a.電子科學(xué)與工程學(xué)院；b.集成光電子學(xué)國家重點(diǎn)聯(lián)合實(shí)驗(yàn)室，長春 130012）

0 引 言

近年來，電源管理芯片是各種電子設(shè)備中必不可少的部分，其性能的優(yōu)劣直接影響電子設(shè)備的可靠性和安全性。隨著電源芯片的性能逐漸提高，在工作范圍內(nèi)提高系統(tǒng)的效率是設(shè)計(jì)者的一個重要研究方向[1，2]。筆者設(shè)計(jì)了一款低紋波電壓高效率的升壓型轉(zhuǎn)換器。該轉(zhuǎn)換器同步整流升壓型DC-DC變換器，片上集成了開關(guān)功率管和整流功率管，可大大節(jié)省PCB（Printed Circuit Board）板的面積，降低了成本。同時采用同步整流技術(shù)和內(nèi)部集成控制電路的設(shè)計(jì)，大大提高了系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率。變換器工作輸入范圍為2～4V，可以滿足此范圍內(nèi)不同低壓產(chǎn)品的需求，并且穩(wěn)定地輸出5V電壓。

1 電路設(shè)計(jì)

圖1為一種雙環(huán)路控制方式的升壓型DC-DC變換器芯片的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。芯片是同步整流BOOST型DC-DC變換器，PWM（Pulse Width Modulation）峰值控制模式，系統(tǒng)的工作頻率為1MHz。功率管 M1為開關(guān)管，M2為同步整流管?？刂齐娐酚呻妷涵h(huán)和電流環(huán)兩個環(huán)路構(gòu)成，采用雙環(huán)路控制系統(tǒng)，以提高環(huán)路的響應(yīng)速度，從而更快地使輸出電壓維持在恒定值。

控制電路工作過程：輸出電壓VOUT經(jīng)過輸出采樣電路（即分壓電阻）得到的反饋電壓Vfb與基準(zhǔn)電壓Vref進(jìn)入誤差放大器，將產(chǎn)生的誤差信號進(jìn)行放大，與電流檢測電路產(chǎn)生的檢測電壓以及斜坡補(bǔ)償電路的斜坡電壓在求和比較器中進(jìn)行比較求和，得到的信號與時鐘信號進(jìn)入鎖存器中，產(chǎn)生占空比信號再經(jīng)過同步整流電路，獲得同步驅(qū)動信號，控制開關(guān)管M1和整流管M2的導(dǎo)通和關(guān)斷，從而實(shí)現(xiàn)了變換器的穩(wěn)定工作，使輸出電壓保持在穩(wěn)定值。

1.1 同步整流電路

傳統(tǒng)的BOOST變換器采用肖特基二極管，而同步整流BOOST變換器利用整流管代替肖特基二極管可降低導(dǎo)通壓降、縮短開關(guān)轉(zhuǎn)換時間，并提高輸入阻抗。但功率整流管M2需要控制信號控制其導(dǎo)通和關(guān)斷，因此要設(shè)計(jì)合適的驅(qū)動信號[3]。同步信號的頻率為變換器的開關(guān)頻率（1MHz）。

圖2是同步整流電路，用來產(chǎn)生兩項(xiàng)不交疊時鐘，作為同步電路驅(qū)動信號。包括死區(qū)控制電路、電位平移電路和緩沖級電路。在同步整流電路設(shè)計(jì)時，功率開關(guān)管M1和功率整流管M2可能會同時導(dǎo)通，他們的導(dǎo)通電阻很小，會產(chǎn)生很大的電流經(jīng)過開關(guān)管和整流管，使效率下降。為了避免這種現(xiàn)象必須引入死區(qū)控制電路，引入死區(qū)時間，使工作范圍內(nèi)開關(guān)管和整流管不同時導(dǎo)通，減小系統(tǒng)損耗。此電路主要由或非門和反相器組成，通過增加反相器的尺寸，增長延遲時間，以產(chǎn)生死區(qū)時間。電位平移電路如圖3所示，其作用是使整流管M2的柵極驅(qū)動電壓Drvp從Vin平移到Vout，從而更有效地關(guān)斷整流管M2。緩沖級用來提高電路驅(qū)動能力，因?yàn)殚_關(guān)管和整流管有很大的寬長比，所以會有很大的電流流過。緩沖級采用傳統(tǒng)的反相器鏈，每級反相器的尺寸成比例遞增，驅(qū)動能力也逐級增大，最大驅(qū)動電流可達(dá)400mA。同步整流模塊各個節(jié)點(diǎn)仿真波形如圖4所示。

圖1 BOOST型DC-DC變換器Fig.1 BOOST DC-DC converter

圖2 同步整流電路Fig.2 SR circuit

圖3 電位平移電路Fig.3Level-shifting circuit

1.2 電流檢測電路

現(xiàn)在已經(jīng)出現(xiàn)很多電感電流檢測方法[4－7]，如使用精確的電阻、復(fù)雜且大功耗電路設(shè)計(jì)或特殊的工藝如BiCMOS等。筆者采用鏡像電感電流并把其縮小N倍，通過檢測電阻獲得檢測電壓的方法。圖5是片上電感電流檢測電路[8]，此電路適用于電感電流連續(xù)模式下低壓的BOOST型DC-DC轉(zhuǎn)換器。MN1是功率開關(guān)管，MN2是檢測管，在設(shè)計(jì)中MN1，MN2的寬長比取為N＝4 500。除此之外，電流檢測電路還包括pmos輸入的兩級放大器，開關(guān)管 MS1～MS3和電流鏡 MR1，MR2。電流檢測電路仿真結(jié)果如圖6所示，分別是電感電流IL和經(jīng)過電流檢測電路獲得的檢測電壓VSEN。

圖4 同步整流各個節(jié)點(diǎn)仿真波形圖Fig.4 Waveforms of SR Circuit

當(dāng)VQ為高電平，MN1和 MS1同時導(dǎo)通，而 MS2，MS3斷開，電流檢測電路工作。由于MS1的尺寸很大，則MS1上導(dǎo)通時電壓降VDS可忽略，誤差放大器迫使節(jié)點(diǎn)inn和inp的電壓相等，MN1和MN2的VDS近似相等。因此，MN2的漏電流為

其中I1是由電流基準(zhǔn)提供的偏置電流（I1＝2μA），遠(yuǎn)小于電感電流IL，可忽略。檢測電流是由MR1，MR2構(gòu)成的電流鏡鏡像產(chǎn)生，經(jīng)過檢測電阻RSEN獲得檢測電壓

當(dāng)VQ為低電平時，MN1，MN2和MS1關(guān)斷，電流檢測電路和變換器的主電路完全斷開，此時電流檢測電路停止工作，開關(guān)MS2和MS3導(dǎo)通，M4的漏電流只取決于I1，此時，ISEN＝I1。

圖5 電流檢測電路Fig.5 Current sensing circuit

圖6 電流檢測電路仿真結(jié)果Fig.6 Simulated sensed current

2 系統(tǒng)仿真與版圖設(shè)計(jì)

圖7a顯示的是BOOST型DC-DC變換器從輸入電壓2.5V升到穩(wěn)定的輸出電壓5V的過程，前3.5ms是啟動過程。圖7b是輸出紋波電壓，在電路中最大波動幅度不超過5mV，系統(tǒng)性能良好。Boost DC-DC變換器的效率如圖7c所示，工作電流范圍是50～200mA。當(dāng)負(fù)載電流為100mA時，變換器的效率達(dá)到95.4%，此時效率主要取決于開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗。在低負(fù)載和高負(fù)載時，效率進(jìn)一步下降，此時控制電路靜態(tài)電流引起的損耗開始發(fā)揮作用。

圖7 變換器的整體仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of the converter

變換器的兩個重要性能參數(shù)，即負(fù)載調(diào)整率和線性調(diào)整率，通過仿真并計(jì)算可得。負(fù)載調(diào)整率是在電源電壓保持不變時，由負(fù)載電流變化引起輸出電壓的改變。即

圖8 BOOST變換器的版圖Fig.8 Chip layout of the proposed boost converter

線性調(diào)整率是在負(fù)載電流維持恒定時，由電源電壓的變化引起輸出電壓的改變，即

基于Cadence Virtuoso版圖編輯工具對此升壓變換器進(jìn)行布局布線和版圖繪制，芯片內(nèi)部集成了開關(guān)管和整流管，版圖上使它們盡量遠(yuǎn)離模擬電路。數(shù)字電路和模擬電路分開布局，并用電地環(huán)進(jìn)行隔離，以防止相互干擾。電路版圖如圖8所示，芯片版圖面積約為1 225μm×1 620μm。最后利用Mentor Calibre軟件從版圖生成了帶寄生參數(shù)的網(wǎng)表，并進(jìn)行了后仿真。后仿真結(jié)果顯示，系統(tǒng)工作正常、性能良好。

3 結(jié) 語

筆者設(shè)計(jì)了一種BOOST型DC-DC變換器芯片，分析了整個系統(tǒng)的主框架和同步整流電路及電流檢測電路。采用CSMC 0.5μm CMOS工藝，利用Cadence Spectre軟件，對系統(tǒng)進(jìn)行了仿真。仿真結(jié)果表明，系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率最高可達(dá)95.4%，負(fù)載電流范圍50～200mA，輸入電壓范圍為2～4V，輸出電壓為5V，工作頻率1MHz，紋波電壓最小為5mV。該設(shè)計(jì)可為低功耗高效率的電源管理芯片提供新的途徑。

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