閆朝陽 張純江 鄔偉揚 賈民立 張 坤

（燕山大學(xué)電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點實驗室 秦皇島 066004）

1 引言

Mr. Espelage和Mr. Bose于1977年提出了高頻鏈逆變技術(shù)的重要概念[1]。隨著分布式供電系統(tǒng)、新能源發(fā)電并網(wǎng)以及UPS供電系統(tǒng)的快速發(fā)展，高頻鏈逆變器的應(yīng)用也越來越廣泛[2-6]。

按電路拓撲結(jié)構(gòu)高頻鏈逆變器可分為兩種，即DC-DC 變換型(DC-HFAC-DC-LFAC，其中：HF：high frequency；LF：low frequency)和矩陣變換型（也稱為周波變流型，DC-HFAC-LFAC)[7-11]。矩陣變換型逆變器省去了中間直流儲能環(huán)節(jié)，單級功率變換、雙向能量傳輸、通態(tài)損耗小、整機效率和可靠性高，正日益成為研究熱點。由于雙向開關(guān)（實際應(yīng)用中多采用單向可控開關(guān)組合而成）的存在，須處理好帶感性負載工作時的換流問題[6,8,12-14]。

對于單相高頻鏈矩陣式變換器調(diào)制策略的研究，已有以下三種類型：

（1）常規(guī)正弦脈寬調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）控制。一次逆變產(chǎn)生占空比均勻的高頻雙極性等寬方波，二次采用 SPWM 控制，濾波后得到需要的正弦波輸出[14-15]。

（2）采用正弦脈寬脈位調(diào)制（Sinusoidal Pulse Width Phase Modulation，SPWPM）控制。通過有效變動單極性SPWM電壓波形的結(jié)構(gòu)，得到另一種新波形，新波形中含有原SPWM波的全部信息，但沒有低頻調(diào)制波的頻率成分。從而可以利用高頻變壓器進行耦合傳輸，然后在變壓器二次側(cè)通過解調(diào)又可恢復(fù)為常規(guī)的SPWM電壓波形，濾波后得到調(diào)制頻率的正弦輸出[16-18]。

（3）采用移相控制。無諧振的移相控制分雙極性和單極性兩種，當采用雙極性移相時，周波變換器驅(qū)動信號相對高頻逆變器控制信號移相，輸出濾波器前端電壓為雙極性SPWM波[19]；當采用單極性移相時，高頻逆變橋右橋臂控制信號相對左橋臂移相，周波變換器在變壓器電壓為零時開關(guān)動作，輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波[18,20]。

若將恒頻移相LCC諧振電路與SPWM控制技術(shù)有機結(jié)合，在輸出得到交流正弦波的同時，不僅可使變壓器一二次出現(xiàn)雙極性三態(tài)高頻脈沖交流電壓為周波變換器實現(xiàn)ZVS創(chuàng)造條件，而且移相逆變器電路的超前橋臂也實現(xiàn)了零電壓開通、滯后橋臂實現(xiàn)了準ZCZVS關(guān)斷[11]。

本文就矩陣式變換器的電路拓撲，運用解結(jié)耦思路[21-22]，提出了無諧振型解結(jié)耦SPWM方法。對雙向開關(guān)的兩個構(gòu)成器件不采用常規(guī)的施加相同驅(qū)動信號的方式，而是分別控制。通過對常規(guī)SPWM波形進行結(jié)耦邏輯處理，產(chǎn)生四路獨立的脈沖而分別作為矩陣式變換器同一橋臂功率開關(guān)的驅(qū)動信號，仿真和實驗證明了該方法的可行性。

2 單相高頻鏈矩陣式逆變器拓撲

典型的高頻鏈矩陣式逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖 1所示。高頻鏈矩陣式逆變技術(shù)省去工頻變壓器而采用高頻變壓器進行能量傳遞，用雙向交流開關(guān)陣列替換常規(guī)的單向開關(guān)組成矩陣變換器（Matrix Converter，MC）亦作周波變換器（Cyclo Converter，CC）。

圖1 高頻鏈矩陣式逆變器結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Block diagram of HFL matrix inverter based on MC

本文所使用的具體拓撲如圖 2所示。以中間的高頻變壓器一二次界定高頻鏈矩陣式逆變電路前后級，一次部分是前級 DC-HFAC高頻逆變電路，產(chǎn)生高頻帶有死區(qū)的交流方波；二次部分是后級 HFAC-LFAC矩陣變換電路，將高頻交流方波變換為工頻正弦波輸出，MC所用雙向開關(guān)由兩個反向串聯(lián)的 IGBT構(gòu)成。該拓撲具有高頻電氣隔離、兩種功率變換環(huán)節(jié)、雙向功率流動等特征，適用與中小功率變換場合。下面研究解結(jié)耦SPWM調(diào)制策略和相應(yīng)的控制邏輯。

圖2 單相高頻鏈矩陣式逆變器拓撲Fig.2 Topology of HFL matrix inverter based on MC

3 單相高頻鏈矩陣式逆變器新型解結(jié)耦SPWM調(diào)制策略與控制邏輯

3.1 解結(jié)耦思路、控制原則及實現(xiàn)邏輯

圖 2所示的拓撲中，高頻變壓器隔離輸出前級逆變產(chǎn)生的高頻交流方波，作為后級矩陣變換器的輸入。運用解結(jié)耦分析的解耦思路可進行以下兩方面工作：如果從半個高頻交流周期的角度考慮，矩陣變換器的輸入可以認為是恒定的具有正或者負極性的直流脈沖源（解耦之一）；同時從電路結(jié)構(gòu)上，也可以把矩陣變換器分時等效作兩個結(jié)構(gòu)相同方向相反的常規(guī)逆變器（解耦之二）。即，當高頻變壓器輸出為正電壓時，讓圖 2中由器件（SP1、SP2、SP3、SP4）構(gòu)成的正組逆變器工作；同理，當高頻變壓器輸出電壓反向時，使負組逆變器（SN1、SN2、SN3、SN4）工作。

正、負組逆變器的協(xié)調(diào)控制原則是：當其中一組逆變器工作時，另一組逆變器的所有開關(guān)器件全部可導(dǎo)通。遵循此原則，矩陣式變換器的感性負載換流問題就演化成為普通逆變器的感性負載換流問題，從而矩陣式變換器的感性負載安全運行得到了保障。這種協(xié)調(diào)關(guān)系依靠對普通逆變器調(diào)制策略所產(chǎn)生的控制信號的邏輯組合及處理，即所謂的結(jié)耦工作來實現(xiàn)[22]。

根據(jù)以上思路，設(shè)計所得的控制邏輯電路如圖3所示。

圖3 控制邏輯電路Fig.3 Logic circuit of control

圖3中，邏輯電路的輸入Vsh、Vsl為互補的SPWM 調(diào)制波形信號（具體實例可參見圖 4，下同），Vp05、Vn05為互補的且與前級逆變（指M1～M4所構(gòu)成的H橋逆變器）同頻的0.5占空比的方波信號。需要特別說明的是，SPWM所使用的載波頻率是前級逆變器交流輸出頻率的兩倍，由此能夠保證在一個高頻變壓器交流半周期內(nèi)完成一個SPWM高頻周期的調(diào)制動作；而經(jīng)過邏輯組合得到的后級矩陣變換器的開關(guān)控制信號，則具有與前級逆變器開關(guān)動作同樣的頻率。

3.2 解結(jié)耦SPWM驅(qū)動信號合成

圖4所示為一個工頻周期中矩陣變換器側(cè)同一橋臂四路驅(qū)動的信號合成示意圖。uc、um分別為載波和調(diào)制波。VH、VL分別為變壓器前級逆變器的高頻驅(qū)動信號。Vsh、Vsl、Vp05及Vn05的定義同圖 3。SP1、SN1、SP2及 SN2為與圖 2標識相同的 IGBT的驅(qū)動信號。

此驅(qū)動信號的生成，過程簡單、無需輸出電流極性的檢測與判斷，且可實現(xiàn)逆變器軟開關(guān)運行。下面將分析應(yīng)用此驅(qū)動的逆變器具體的工作模態(tài)。

4 單相高頻鏈矩陣逆變器工作模態(tài)分析

4.1 工作模態(tài)

圖4 矩陣變換器一個橋臂觸發(fā)信號合成示意圖Fig.4 Signal synthesis schematic of drive for a MC leg

便于分析問題，假設(shè)：①所有功率開關(guān)為理想元件；②變壓器是電壓比為N的理想變壓器。定義開關(guān)SP1、SP2、SN1及SN2所在橋臂為前橋臂，SP3、SP4、SN3及SN4所在橋臂為后橋臂。

選取高頻變壓器的一個高頻交流周期進行分析，主要波形如圖5所示，其中up、ip分別為變壓器一次電壓、電流波形，us、is分別為二次電壓、電流波形，VH、VL為前級逆變器帶有死區(qū)的驅(qū)動波形。io為工頻輸出負載電流波形，圖中所取為io＞0階段，由于高頻開關(guān)周期非常短且遠遠小于工頻周期，所以io可認為恒定不變。由圖5可知，單相高頻輸入單相工頻輸出的矩陣式變換器在一個高頻周期內(nèi)有8種模態(tài)，圖6為相應(yīng)的工作電路，為明確標示器件的工作狀態(tài)情況，將關(guān)斷的器件打上叉斷號。具體分析如下。

圖5 變換器模態(tài)分析用波形圖Fig.5 MC working waveforms for analysis

（1）模態(tài) 1[t0，t1）。如圖 6a所示，該時間段內(nèi)，前級逆變器處于死區(qū)階段，后級負載通過矩陣變換器的兩上橋臂四個開關(guān)管續(xù)流。高頻變壓器二次貯存的能量回送給一次，開關(guān) M1、M4的體內(nèi)寄生二極管導(dǎo)通，二次電壓被鉗位，電路處于能量回饋狀態(tài)，一次電流ip線性變化。

式中，lm為變壓器激磁電感。

（2）模態(tài)[2t1，t2）。如圖6b所示，t1時刻，前級開關(guān) M1、M4動作，由于此刻之前其體二極管已處于導(dǎo)通狀態(tài)，M1、M4器件屬于ZVS開通，又由于后級開關(guān)狀態(tài)不變，變壓器中貯存的能量也沒有釋放完畢，電路仍處于能量回饋狀態(tài)，ip繼續(xù)保持線性下降。

（3）模態(tài) 3[t2，t3）。如圖 6c所示，t2時刻器件 SP3ZVS關(guān)斷，器件SP4導(dǎo)通，矩陣變換器后橋臂進行負載換流，這時阻感性負載和變壓器二次形成續(xù)流通路，由于矩陣變換器側(cè)輸入電壓為正，電壓電流同向，系統(tǒng)正常向負載輸出功率，一次電流ip為勵磁電流和二次反射電流Nis之和。

式中，Z為負載阻抗。

圖6 電路各時段的工作模態(tài)Fig.6 MC mode circuit in different working modes

（4）模態(tài) 4[t3，t4）。如圖 6d所示，t3時刻，器件SP1關(guān)斷，器件SP2開通，負載通過矩陣變換器兩下橋臂的各管進行能量續(xù)流。此時，雖然變壓器二次勵磁電流有突變，但由于前級逆變器仍正向輸出電壓，二次電壓鉗位在 Nup，所以開關(guān)兩端不會產(chǎn)生有害過壓應(yīng)力，變壓器一次處于勵磁階段，勵磁電流為

（5）模態(tài) 5[t4，t5）。如圖 6e所示，t4時刻，矩陣變換器切換到等效的負組逆變電路工作。變壓器前級進入死區(qū)階段，后級矩陣式變換器的電流回路保持不變，器件SP1到SN1，SP3到SN3的通斷切換屬于ZVS、ZCS動作。該時間段，變壓器中的儲能開始向一次回送，電路系統(tǒng)處于能量回饋階段，ip線性變化，可表達為

（6）模態(tài)6[t5，t6]。如圖6f所示，t5時刻前級開關(guān)M2、M3ZVS動作，后級變換器電路狀態(tài)保持不變，電路系統(tǒng)維持能量回饋狀態(tài)。

（7）模態(tài) 7[t6，t7]。如圖 6g所示，器件 SN3開通，SN4關(guān)斷，負載和變壓器二次形成能量回路，電路處在負組逆變器正向功率傳輸階段，該模態(tài)的工作情形可和模態(tài)3相對應(yīng)。

（8）模態(tài)8[t7-t8]。如圖6h所示，t7時刻，負組逆變器的器件SN1開通，SN2關(guān)斷，前級電路正常輸出電壓，變壓器二次電壓被鉗位，后級負載能量通過矩陣變換器的下橋臂開關(guān)管進行續(xù)流。

4.2 模態(tài)切換規(guī)律

歸納上述模態(tài)特征，工作模態(tài)3、7為電路系統(tǒng)對負載正常輸出功率狀態(tài)，模態(tài)1、2、5、6為能量回饋狀態(tài)，模態(tài)4、8為變壓器勵磁狀態(tài)，伴隨儲存能量。變換器各模態(tài)間的切換規(guī)律如下：

（1）模態(tài)1到模態(tài)2、模態(tài)5到模態(tài)6的前級逆變器開關(guān)切換屬于ZVS動作。

（2）模態(tài)2到模態(tài)3、模態(tài)6到模態(tài)7工作時矩陣變換器同一橋臂上下管的切換不會引起阻感負載電流的突然中斷。因為，以模態(tài)2到模態(tài)3的切換為例，設(shè)SP3的關(guān)斷和SP4的開通如有不同步，這樣就會存在兩種情況：①SP3、SP4都關(guān)斷，由于SP3中寄生反并聯(lián)二極管的存在，負載電流將通過 SP3的反并聯(lián)二極管繼續(xù)流通；②SP3、SP4都開通，這種狀態(tài)可能使變壓器二次電壓短路，形成二次環(huán)流，該環(huán)流不但不會影響負載的續(xù)流工作，而且還因為出現(xiàn)重疊換流區(qū)而對消除漏感能量引起的雙向開關(guān)電壓應(yīng)力有益。且由于此狀態(tài)時間很短，對整個電路運行無害。

（3）模態(tài)4到模態(tài)5屬于逆變器側(cè)正負組之間的切換，矩陣變換器側(cè)開關(guān)屬于ZVS、ZCS動作。

（4）模態(tài)3到模態(tài)4、模態(tài)7到模態(tài)8的切換發(fā)生時，考慮變壓器漏感，二次電流突變將在開關(guān)兩端產(chǎn)生過電壓[8,16,19-20]，可采用重疊換流等方法予以避免。

綜上所述，所提調(diào)制方法在解決矩陣變換器感性負載換流時有其自身優(yōu)點，但也有不足之處，即變壓器漏感較大時易造成開關(guān)電壓過沖，實際應(yīng)用中，在盡量減小變壓器漏感的同時，可對變壓器前逆變器采用移相控制或?qū)仃囎儞Q器采用吸收電路和重疊換流等方法來解決。

5 仿真研究

為了探討感性負載時上述調(diào)制策略以及控制邏輯的可行性與正確性，基于通用電路模擬軟件PSpice進行了原理仿真。主要仿真參數(shù)有：輸入DC 50V，高頻變壓器的電壓比為1：2，負載為阻感性負載，L=10mH、R=3Ω，前級逆變頻率為3kHz，SPWM載波頻率為6kHz。由于旨在進行感性負載安全換流的原理探討，仿真過程中仍然采用理想變壓器。圖7a～圖7c給出了與輸出電壓、輸出電流、開關(guān)驅(qū)動及開關(guān)端電壓相關(guān)的仿真波形。

圖7 仿真波形Fig.7 Waveforms of simulation

圖 7a給出了高頻變壓器的輸出電壓即二次電壓，圖7b給出了構(gòu)成MC雙向開關(guān)的單個開關(guān)的端電壓，由圖可見，在阻感性負載條件下，應(yīng)用所設(shè)計的控制邏輯與調(diào)制策略使得負載能量始終存在流通路徑，未在開關(guān)器件兩端造成有害的電壓應(yīng)力，從而能夠?qū)崿F(xiàn)阻性負載下的安全換流。圖7c展示了當阻感性負載時輸出相電壓與負載電流存在一定的功角相位差的固有特征。仿真結(jié)果表明在高頻鏈矩陣式逆變器輸出帶阻感性負載的條件下，所設(shè)計的解結(jié)耦調(diào)制策略及其控制邏輯是可行的。

6 實驗驗證

開展了實驗室原理樣機驗證工作。實驗參數(shù)主要有：輸入DC 50V，高頻變壓器的電壓比為1：2，負載為阻感性負載，L=10mH，前級逆變開關(guān)頻率與后級矩陣變換器開關(guān)頻率相等，均為SPWM載波頻率的二分之一。

所得實驗結(jié)果分別如圖8a～圖8i所示。由圖可見所得實驗結(jié)果和仿真結(jié)果一致，說明了所設(shè)計的解結(jié)耦調(diào)制策略和控制邏輯的可行性與有效性。

圖 8a為前級 H橋逆變器驅(qū)動電壓波形及其同步的0.5占空比高頻方波。圖8b為0.5占空比的高頻方波與基本SPWM信號波的對應(yīng)關(guān)系圖。

圖8 實驗數(shù)據(jù)Fig.8 Data of experiment

圖 8c為矩陣變換器同一橋臂四個功率開關(guān)的四路驅(qū)動波形，歸納其特點可知，每一時刻只有一個功率開關(guān)處于關(guān)斷狀態(tài)，即阻感性負載時負載能量在任意時刻具有流通回路。圖8d為變壓器二次電壓與二次電流波形，變壓器二次電流的包絡(luò)線是與輸出電流時域特征一致的正弦波形。圖8e為MC功率開關(guān) IGBT集射極受壓及其相應(yīng)的柵極驅(qū)動波形。圖8f和8g所示分別為后級矩陣變換器單管ZCS開通和ZVS關(guān)斷波形圖。圖8h為負載電壓與電流波形，可見開關(guān)兩端部分時刻存在電壓過沖現(xiàn)象，而仿真中則沒有，這是因為仿真時忽略變壓器漏感，而實際實驗中所用變壓器具有不可避免的漏感。由前述可知，當對功率器件采用吸收電路或者添加重疊換流動作時可以解決該過沖問題，本文以驗證負載換流策略的有效工作為目的，實驗中未采取其他針對漏感的措施，因此開關(guān)上出現(xiàn)了過電壓應(yīng)力。圖8i所示為300～1600W功率范圍內(nèi)原理樣機的效率曲線，最高效率為88.11%。

7 結(jié)語

單相高頻鏈矩陣式逆變器以其高頻電氣隔離，無中間直流儲能環(huán)節(jié)，電路拓撲結(jié)構(gòu)簡單，可雙向功率傳輸，變換效率高，重量輕體積小等突出優(yōu)點，受到日益廣泛的關(guān)注。本文在分析其電路拓撲的基礎(chǔ)上，運用解結(jié)耦分析思想，提出了針對單相矩陣式變換器的新型解結(jié)耦SPWM調(diào)制策略，設(shè)計了相應(yīng)的結(jié)耦控制邏輯，詳細分析了帶阻感性負載時電路系統(tǒng)的具體工作模態(tài)，歸納了功率器件的切換規(guī)律，進行了阻感性負載情況下的仿真和實驗工作。研究結(jié)果驗證了所提方案的正確性與可行性，可望給單相高頻鏈矩陣式逆變器的進一步研究與應(yīng)用，提供一定的借鑒。

[1]Espelage P M, Bose B K. High frequency link power conversion[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1977, 13(5): 338-394.

[2]張純江, 張婧, 鄔偉揚, 等. 基于 Delta算子的諧振控制器實現(xiàn)高頻鏈逆變器波形控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2008, 23(07)： 81-85.

Zhang Chunjiang, Zhang Jing, Wu Weiyang, et al.High-frequency link inverter waveform control with resonant controller based on Delta operator[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2008,23(07)： 81-85.

[3]吳春華, 陳國呈, 丁海洋, 等. 一種新型光伏并網(wǎng)逆變器控制策略[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2007,27(33)： 103-107.

Wu Chunhua, Chen Guocheng, Ding Haiyang,et al. A novel control strategy for photovoltatic gridconnected inverter [J]. Proceeding of the CSEE, 2007,27(33): 103-107.

[4]吳衛(wèi)民, 湯天浩, 彭青松, 等. 組合式正弦波高頻鏈逆變器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2008, 23(02)： 56-60.

Wu Weimin, Tang Tianhao, Peng Qingsong, et al. A compositive sinusoidal high-frequency link inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society,2008, 23 (2)： 56-60.

[5]沙德尚, 孔力. 高頻鏈逆變器的全數(shù)字化混合SPWPM 控制策略研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2005,20(5)： 57-62.

Sha Deshang, Kong Li. Study of full digitalized hybrid SPWPM control strategy for high-frequency link inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2005, 20(5): 57-62.

[6]萬山明, 吳芳, 黃聲華. 三相四橋臂電壓源高頻鏈逆變器[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2005, 25(12)： 47-51.

Wan Shanming,Wu Fang,Huang shenghua. Three phase four leg voltage source high frequency link inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(12)：47-51.

[7]Bellar M D, Wu T S, Aristide T, et al. Review of softswitched DC-AC converters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 1998, 34(4)： 847-860.

[8]陳道煉. DC-AC逆變技術(shù)及其應(yīng)用[M]. 北京： 機械工業(yè)出版社, 2003.

[9]張承慧, 周廷, 杜春水, 等. 基于FPGA的高頻鏈逆變器控制電路的設(shè)計[J]. 電力電子技術(shù), 2006,40(3)： 39-41.

Zhang Chenghui, Zhou Ting, Du Chun-shui, et al.Application of FPGA in the control circuit of high-frequency link inverter[J]. Power Electronics,2006, 40(3): 39-41.

[10]孫向東, 鐘彥儒, 任碧瑩, 等. 一種新穎的軟開關(guān)組合式高頻環(huán)節(jié)逆變器的研究[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2003, 23(12)： 160-164.

Sun Xiangdong, Zhong Yanru, Ren Biying, et al.Research on a novel soft-switching compoundingform high frequency link inverter[J]Proceedings of the CSEE, 2003, 23 (12): 160-164.

[11]孫向東, 任碧瑩, 鐘彥儒. 基于 LCC諧振的恒頻移相高頻鏈逆變器研究[J]. 電工電能新術(shù), 2005,24(1)： 18-21.

Sun Xiangdong; Ren Biying; Zhong Yanru. Research on a LCC resonance-based phase-shift-controlled high-frequency link inverter[J]. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2005, 24(01):18-21.

[12]張華強, 王立國, 徐殿國, 等. 矩陣式電力變換器的控制策略綜述[J]. 電機與控制學(xué)報, 2004, 8(3)：237-241, 294.

Zhang Huaqiang, Wang Liguo, Xu Dianguo, et al.Survey or control strategies for matrix power converter[J]. Electrical machines and control, 2004,8(3)： 237-241,294.

[13]Idris Z, Mohammad Noor S Z, Hamzah M K. Safe commutation strategy in single phase matrix converter[C]. Proceedings of the IEEE International Conference on Power Electronics and Drive Systems,2005: 886-891.

[14]Idris Z, Hamzah M K. Implementation of a new single-phase cycloconverter based on single-phase matrix converter topology using sinusoidal pulse width modulation with passive load condition[C].Proceedings of the IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, 2006： 1-6.

[15]Krein P T, Geng X , Balog R. Highfrequency link inverter based on multiple-carrier PWM[C].Proceedings of the IEEE Power Electronics Specialist Conference, 2002: 997-1003.

[16]吳保芳, 賴向東, 姚國順, 等. 一種具有高頻環(huán)節(jié)的 SPWPM 逆變電路的研究[J]. 電力電子技術(shù),1997, 31(4)： 44-47.

Wu Baofang,Lai Xiangdong,Yao Guoshun, et al.Research on a novel SPWPM conversion circuit with HF link[J]. Power Electronics, 1997,31(4)： 44-47.

[17]吳保芳, 張勝發(fā), 權(quán)建洲, 等. 新型SPWPM模式變換器高頻鏈原理分析[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2005,25(12)： 57-61.

Wu Baofang,Zhang Shengfa,Quan Jianzhou,et al.High frequency link principle analysis on novel SPWPM model converter[J]. Proceedings of the CSEE,2005, 25(12)： 57-61.

[18]包健剛, 段善旭, 胡歡. 基于 SPWPM 的移相全橋高頻鏈逆變器研究[J]. 變頻器世界, 2008(7)： 48-51,81.

Bao Jiangang, Duan Shanxu, Hu Huan. Research on phase-shifted full-bridge high-frequency linklnverter based on SPWPM[J]. The World of Inverters, 2008(7): 48-51, 81.

[19]李磊, 陳道煉, 張友軍, 等. 雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2002,17(6)： 33-37, 77.

Li Lei, Chen Daolian, Zhan Youjun, et al. Research on double polarities phase shifting controlled inverters with high frequency pulse AC link[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2002,17(6)： 33-37, 77.

[20]陳道煉, 張友軍. 單極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器研究[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2003, 23(4):27-30.

Chen Daolian, Zhang Youjun. Research on uni-polarity phase shifting controlled inverters with high frequency pulse AC link[J]. Proceedings of the CSEE, 2003, 23 (4)： 27-30.

[21]Yamato I, Tokunaga N. Power loss reduction techniques for three phase high frequency link DC-AC converter[C]. Proceedings of the IEEE Power Electronics Specialist Conference, 1993： 663-668.

[22]閆朝陽, 李建霞, 李向麗, 等. 高頻鏈逆變器之矩陣變換器數(shù)學(xué)建模與解結(jié)耦分析思想證明[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2007, 22(增刊)： 57-63.

Yan Zhaoyang, Li JianXia, Li Xiangli, et al. Modeling and de-re-couple idea proving of matrix converter in high frequency link inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2007, 22(Extra): 57-63.