呂志鵬 羅 安 蔣雯倩 徐欣慰

（1.湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院 長沙 410082 2.廣西電網(wǎng)電力科學(xué)研究院 南寧 530023）

1 引言

隨著我國智能電網(wǎng)研究的深入，作為特高壓電網(wǎng)的有效補(bǔ)充，包含多種能源形式和產(chǎn)出形式的微網(wǎng)得到了越來越多的關(guān)注[1-2]，微源并網(wǎng)逆變器的大量存在構(gòu)成了多逆變器環(huán)境，微網(wǎng)內(nèi)能源形式多樣、等效輸出阻抗和額定容量也有差異，外特性的差異使得多逆變器環(huán)境下的負(fù)荷功率不能按照微源額定容量比例分配，環(huán)流問題亟待解決，孤島運(yùn)行和負(fù)載突變的情況下更需重視。

功率/下垂控制是實現(xiàn)多機(jī)穩(wěn)定并聯(lián)的主要控制策略，移動有差調(diào)節(jié)特性可以實現(xiàn)負(fù)荷功率按照單位容量均分，這在外特性相同的微源間是適用的，考慮多能互補(bǔ)的微網(wǎng)構(gòu)造，其中既包括類同步機(jī)形式的微源如各種渦輪機(jī)等，也有眾多逆變型微源，額定功率、下垂特性、等效輸出阻抗各不相同，類同步機(jī)微源調(diào)度快，功率輸出平穩(wěn)，可作為大的儲備電源來調(diào)用，并可作為基準(zhǔn)電源有效調(diào)節(jié)配/微網(wǎng)的頻率和電壓，而基于逆變器并網(wǎng)的微源由于逆變器的鉗制作用、功率計算低通濾波環(huán)節(jié)引起的控制滯后和閉環(huán)控制技術(shù)的采用不具備渦輪機(jī)微源一樣的快速跟蹤特性；其次，由于并聯(lián)逆變器設(shè)計連線阻抗以及閉環(huán)控制器參數(shù)與輸出功率存在制約關(guān)系，即使輸出電壓幅值和相位完全相同，按照傳統(tǒng)的功率下垂控制法也難以實現(xiàn)功率精確均分和環(huán)流抑制，魯棒性能較差。

綜合以上考慮，在對微網(wǎng)逆變型微源的控制建模方式上如能盡量接近類同步機(jī)微源，使其能夠體現(xiàn)同步發(fā)電機(jī)的優(yōu)良特性，同時克服輸出功率和輸出阻抗的制約影響，改善因功率計算環(huán)節(jié)帶來的滯后作用，迅速地跟蹤配/微網(wǎng)的動態(tài)變化，便能有效解決微網(wǎng)內(nèi)不同微源間失步的問題，從而有效抑制環(huán)流。通過控制算法的改進(jìn)可以使得逆變器能按照同步發(fā)電機(jī)運(yùn)行方式運(yùn)行，稱為“同步逆變器”技術(shù)[6]，或“虛擬同步發(fā)電機(jī)”技術(shù)，與傳統(tǒng)功率/下垂控制方法相比[7-8]，同步逆變器技術(shù)可使逆變器表現(xiàn)同步發(fā)電機(jī)的優(yōu)良性能，控制簡單，對配網(wǎng)具備天然的友好性，有利于逆變型電源的可靠運(yùn)行和提高電能質(zhì)量。

本文在對比傳統(tǒng)功率/下垂控制方法基礎(chǔ)上，具體分析了虛擬同步發(fā)電機(jī)控制對改善多逆變器功率分配的原理，同時為了克服功率計算環(huán)節(jié)引起的控制滯后和降低空載環(huán)流，重新設(shè)計了下垂控制系數(shù)，改善下垂控制的動態(tài)性能，抑制了在負(fù)載突變和運(yùn)行模式轉(zhuǎn)換條件下的環(huán)流放大，搭建小型微網(wǎng)，進(jìn)行了兩臺逆變器實驗樣機(jī)互聯(lián)實驗，仿真和實驗證明了基于虛擬同步發(fā)電機(jī)模型和改進(jìn)下垂控制器的采用對改善負(fù)荷功率分配、降低空載環(huán)流以及提高跟蹤速度方面具有優(yōu)勢。

2 多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)功率分析

2.1 系統(tǒng)功率分配機(jī)理

以圖 1所示逆變器并聯(lián)模型進(jìn)行系統(tǒng)功率分析，把逆變器等效為一個有內(nèi)阻的電壓源，其中UA、UB、U0分別為微源 A逆變器出線電壓、微源 B逆變器出線電壓、交流并聯(lián)母線電壓，微源A、B逆變器的輸出阻抗和連線阻抗之和等效表示為Rn+jXn=Zn∠φZn(n = A,B)，其中φA、φB分別為微源 A、B的輸出電壓相位，φZA、φZB為等效輸出阻抗的相位。

圖1 多機(jī)并聯(lián)模型Fig.1 Model for paralleled operation of micro-sources

根據(jù)方程組（1）可得輸出的有功功率和無功功率與輸出電壓幅值和頻率（ ω=dφ /dt ）都有關(guān)，并且因線路阻抗參數(shù)差異和閉環(huán)控制技術(shù)的采用，等效輸出阻抗角的變化決定功率下垂控制方程的形式，表1所示依次為等效輸出為近似感性、近似阻性以及普通感性阻性混合型時對應(yīng)的功率表達(dá)式和下垂控制方程。

表1 功率表達(dá)式和下垂控制方程Tab.1 Power expressions and drooping control equations

以等效輸出阻抗呈感性為例進(jìn)行分析，下垂控制方程可通過如圖2所示結(jié)構(gòu)實現(xiàn)，首先測量逆變型微源輸出的電壓和電流，計算輸出的平均功率（包括低通濾波環(huán)節(jié)），輸出平均功率與功率設(shè)定參考值比較后通過下垂控制器得到逆變器輸出的角頻率和電壓幅值，mn、nm分別為有功/頻率（P/f）下垂系數(shù)和無功/電壓（Q/V）下垂系數(shù)，可根據(jù)電力系統(tǒng)約束的頻率電壓波動范圍選擇。

圖2 傳統(tǒng)功率/下垂控制器Fig.2 The traditional power droop control principle

這樣的控制方式可實現(xiàn)微網(wǎng)電源間功率分配并保證系統(tǒng)電壓和頻率穩(wěn)定，通常還設(shè)計電壓電流環(huán)控制器用于改善電壓輸出性能。電壓電流閉環(huán)控制的采用易于等效輸出阻抗的設(shè)計，可以使得輸出阻抗呈感性、阻性或感阻性混合。

2.2 系統(tǒng)有功和無功功率環(huán)流分析

以感性等效線路阻抗為例說明，在包括不同額定容量微源的微網(wǎng)中，環(huán)流大小是衡量系統(tǒng)功率分配精度的重要指標(biāo)，如果能按照額定容量比例k精確分配負(fù)荷功率，則并聯(lián)系統(tǒng)可穩(wěn)定運(yùn)行并同時抑制環(huán)流。定義式（2）、式（3）為并聯(lián)系統(tǒng)有功和無功環(huán)流表達(dá)式，其中k為微源間額定容量比例系數(shù)。實際體現(xiàn)為通過設(shè)計控制器獲得的等效輸出阻抗比。

由式（2）、式（3）可得，如果通過控制器設(shè)計能使得逆變器 A和 B等效阻抗成比例 1∶k、輸出電壓幅值 UA、UB相等、相位相同，便能較好地實現(xiàn)功率分配。

實際上，特別是在輻射狀微網(wǎng)線路阻抗差異較大的情況下，線路阻抗與無功功率存在較強(qiáng)的聯(lián)系，在不解除此聯(lián)系的條件下，即便設(shè)計等效輸出阻抗成比例也不能實現(xiàn)功率按比例分配，從而不能有效抑制環(huán)流，這就首先需要重新設(shè)計控制器來解除無功功率和線路阻抗間的制約關(guān)系，再通過“虛擬阻抗法”等方法設(shè)計閉環(huán)控制器獲得按比例設(shè)計的等效輸出阻抗，從而實現(xiàn)功率均分。

2.3 等效輸出阻抗差異對功率分配的影響

由式（1）可得，等效線路阻抗為感性時，微源輸出有功和無功功率的表達(dá)式為

根據(jù)下垂控制方程

可得如圖3所示P-f、Q-V控制框圖。

圖3 P-f, Q-V控制原理Fig.3 P-f, Q-V control principle

由圖3可得逆變器有功功率和無功功率的表達(dá)式為

與圖2所示功率控制框圖相對應(yīng)，式中*ω為空載角頻率；0ω為公共母線角頻率；*U 為空載輸出電壓；U0為公共交流母線電壓。

分析上式可得，因積分項的存在，穩(wěn)態(tài)時逆變器輸出的有功功率與等效連接阻抗Xn無關(guān)，即使各逆變器等效線路阻抗各不相同，通過下垂控制機(jī)制，并聯(lián)運(yùn)行的逆變器輸出的有功功率仍能實現(xiàn)精確功率分配；穩(wěn)態(tài)時無功功率輸出則與等效連接阻抗相關(guān)，因其傳遞函數(shù)在整個頻帶范圍內(nèi)的增益都包括Xn，所以逆變器輸出的無功功率隨著等效線路阻抗的變化而變化，并且易受諧波注入的影響，無法實現(xiàn)無功功率按比例k分配，這種功率分配策略魯棒性較差，難以實現(xiàn)精確的無功功率分配。

3 虛擬同步發(fā)電機(jī)逆變器功率分析

假設(shè)采用的同步發(fā)電機(jī)模型參數(shù)為:極對數(shù)p=1。設(shè)定子繞組自感為 L，互感為 - M(M ＞0)，勵磁電抗阻感值為 Rf、Lf，勵磁繞組和定子繞組間互感Mf隨電角度θ 的改變而變化，if為勵磁電流，表示內(nèi)積，電角速度 ωn=dθ/dt ，J是轉(zhuǎn)動慣量，Tm是機(jī)械轉(zhuǎn)矩，Te是電磁轉(zhuǎn)矩，DP是阻尼系數(shù)，E是旋轉(zhuǎn)動能，電角度θ=pθm。

本文直接給出同步逆變器的主要控制方程式（7）～式（10）:

感應(yīng)電動勢表達(dá)式

假設(shè)勵磁電流恒定，式（7）簡化為

同步發(fā)電機(jī)機(jī)械模型

電磁轉(zhuǎn)矩表達(dá)式

系統(tǒng)有功功率和無功功率表達(dá)式

以三相橋臂和三相 LC濾波器構(gòu)成的逆變器為例分析，直流側(cè)連接微源，具有一定的功率儲備。將同步發(fā)電機(jī)的電氣模型和機(jī)械模型應(yīng)用于逆變器控制，其中，逆變器輸出端電壓Un與感應(yīng)電動勢e對應(yīng)，輸出電感電流In與定子輸出電流i對應(yīng)，輸出濾波器阻感Rs和Ls與勵磁繞組的阻感對應(yīng)。

根據(jù)式（7）～式（10）得控制器框圖如圖 4所示，其中refω為額定電角速度，nω為實際計算獲得的電角速度。選用適當(dāng)輸出濾波器參數(shù) Ls和 Rs代替同步發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子阻抗。通過 PWM控制逆變器輸出以使Un在一個開關(guān)周期的平均值等于式（7）中的e即完成了模擬同步機(jī)運(yùn)行的控制器設(shè)計。同時經(jīng)過仿真和實驗發(fā)現(xiàn)，參數(shù)設(shè)計不必考慮實際電機(jī)系統(tǒng)的設(shè)計規(guī)范，采用適合系統(tǒng)容量的濾波和連接電抗參數(shù)即可。

圖4 模擬同步發(fā)電機(jī)運(yùn)行的微源控制器軟件部分Fig.4 The software part of the controller

對于同步發(fā)電機(jī)，轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)速度是受原動機(jī)約束的，阻尼系數(shù)DP與機(jī)械摩擦等因素密切相關(guān)。根據(jù)同步發(fā)電機(jī)輸出的有功功率下調(diào)頻率是使其均勻分擔(dān)負(fù)載的一種重要方法。實際中同步機(jī)的運(yùn)行過程是當(dāng)有功功率需求增加時，原動機(jī)的轉(zhuǎn)速下降，原動機(jī)調(diào)速系統(tǒng)將增加機(jī)械功率輸出。這可以通過把實際角速度ωn與額定角速度ωref（取空載電壓角頻率*ω）作比較后再饋送到阻尼模塊DP來模擬，如圖4所示，阻尼因子DP實際上表現(xiàn)為頻率下垂系數(shù)，定義為所需求的轉(zhuǎn)矩改變量與角速度改變量的比，如下式

機(jī)械轉(zhuǎn)矩Tm可以用有功功率設(shè)定值Pset除以額定機(jī)械角速度獲得。這構(gòu)成了有功功率的控制環(huán)，如圖4的上半部分。穩(wěn)態(tài)時，ωΔ為0，按照功率設(shè)定值運(yùn)行，當(dāng)頻率發(fā)生變動時，則頻率下垂機(jī)制使得微源可以自動調(diào)頻分擔(dān)同一條母線的負(fù)載有功。

無功功率Q的調(diào)整可以用相似的方法來實現(xiàn)。將電壓下垂系數(shù)定義為所需求無功功率的變化量ΔQ與電壓變化量ΔU的比值，與同步發(fā)電機(jī)的無功調(diào)節(jié)特性相似，即

式中，Qn為額定的無功功率，可選擇標(biāo)稱功率；Un為額定端電壓的幅值。圖4的下半部分是無功/電壓控制環(huán)。在與無功功率設(shè)定值和實時無功功率差值疊加前，額定電壓幅值Uref（取空載運(yùn)行電壓*U）與端電壓Un的差值經(jīng)DQ環(huán)節(jié)后被送到增益為K的積分器中，以產(chǎn)生Mfif信號。穩(wěn)態(tài)時ΔU為0，按照無功設(shè)定值運(yùn)行，當(dāng)并網(wǎng)連接點(diǎn)處電壓發(fā)生變化時，電壓下垂機(jī)制使得微源可以自動調(diào)整無功以追蹤母線電壓。

采用同步發(fā)電機(jī)機(jī)電暫態(tài)方程建模，并以其體現(xiàn)感性阻抗特性為例簡化分析，可得微源逆變器輸出有功和無功功率的表達(dá)式為

根據(jù)下垂控制方程，KTe為功率到轉(zhuǎn)矩的換算系數(shù)，則

易得無功控制部分因為構(gòu)造了積分器 K/s用于產(chǎn)生Mfif信號，無功功率部分傳遞函數(shù)為

與式（6）相比，基于同步發(fā)電機(jī)模型的無功功率方程因同樣存在積分項，穩(wěn)態(tài)時逆變器輸出的無功功率與等效連接阻抗Xn無關(guān)，并聯(lián)運(yùn)行的逆變器輸出的無功功率能夠?qū)崿F(xiàn)精確功率分配。

可見，無功功率的輸出與等效輸出阻抗解除了制約關(guān)系，克服了傳統(tǒng)下垂控制法中無功功率易受等效線路阻抗變化的弊端，有較強(qiáng)的魯棒性，其傳遞函數(shù)在整個頻帶范圍內(nèi)的增益都與 Xn無關(guān)，這種功率分配策略可以實現(xiàn)精確的無功功率分配。

4 改進(jìn)下垂控制器設(shè)計

通過虛擬同步發(fā)電機(jī)設(shè)計解除無功功率與等效輸出阻抗間的聯(lián)系之后，可以通過重新設(shè)計閉環(huán)控制器使等效輸出阻抗成比例，以滿足穩(wěn)態(tài)環(huán)流控制和單位功率均分的要求，參見方程式（2）和式（3）。根據(jù)下垂控制方程式（5），不同容量的微源并聯(lián)運(yùn)行并按單位容量均分負(fù)荷，穩(wěn)態(tài)下的輸出功率還應(yīng)滿足

如果上述條件都能滿足，則理論上不同額定容量并聯(lián)微網(wǎng)中空載環(huán)流可以完全消除并且負(fù)載功率可以按照單位功率均分，如圖5所示，兩臺逆變器按照ωA,UA和ωB,UB兩條下垂特性曲線運(yùn)行，并有 mA/mB= nA/nB= SA/SB， Sn(n = A,B,… )為視在功率，但實際中下垂控制系數(shù)需要根據(jù)電力系統(tǒng)規(guī)定的電壓和頻率波動范圍進(jìn)行設(shè)計，根據(jù)國標(biāo)GB12326—90電能質(zhì)量——電壓允許波動和閃變，電壓波動范圍需在2.5%以內(nèi)，實際設(shè)計中并聯(lián)運(yùn)行的逆變器下垂控制系數(shù)相近，不滿足額定容量比，從而不能滿足式（16），即

如果不能保證式（16），則由式（14）和式（17）可知，若仍要滿足按單位容量均分負(fù)荷，則要抬升功率輸出大的微源的空載電壓和頻率點(diǎn)，如圖5所示，兩臺逆變器按照AA,Uω′′和BB,Uω′′兩條下垂特性曲線運(yùn)行，下垂系數(shù)近似相等，輸出功率大的逆變器輸出電壓和頻率較功率輸出小的逆變器差值增大，使空載環(huán)流不能消除。為滿足負(fù)載均分，同時降低電壓和頻率差值，減少空載環(huán)流，可在國標(biāo)規(guī)定的電壓和頻率波動范圍內(nèi)，對下垂控制系數(shù)進(jìn)行小的修正，使輸出功率大的逆變器電壓幅值和頻率下垂系數(shù)取小些，而輸出功率較小的微源逆變器下垂系數(shù)取大些或不變，使并聯(lián)逆變器有相近的空載電壓運(yùn)行點(diǎn)，從而盡量兼顧下垂均分特性、設(shè)計參數(shù)范圍以及空載環(huán)流要求。

圖5 不同容量逆變器下垂控制特性Fig.5 The characteristic curves of frequency and voltage droop

同時為了降低功率計算環(huán)節(jié)低通濾波器對系統(tǒng)性能的影響，補(bǔ)償功率計算滯后，提高系統(tǒng)響應(yīng)速度，引入微分補(bǔ)償環(huán)節(jié)。重新設(shè)計的下垂控制器如

式中，gP, gQ為下垂控制器修正系數(shù)，需要根據(jù)逆變器額定功率大小和國標(biāo)規(guī)定的電壓和頻率波動范圍綜合選擇，mnd, nnd為微分補(bǔ)償環(huán)節(jié)系數(shù)。

5 仿真和實驗

對含兩臺基于虛擬同步發(fā)電機(jī)模型的逆變微源功率控制器進(jìn)行了仿真，仿真參數(shù):濾波電抗LSA= 1.2mH ，LSB= 0.6mH ，濾波電容 C= 1500μF ，J=0.01kg?m2，K=13580，額定功率100W和200W，運(yùn)行頻率 50Hz，連接電抗為 0.0534mH，采用Matlab/Simulink 2010a，仿真過程為:兩臺同步逆變器通過斷路器和升壓變壓器連入電網(wǎng)。采用傳統(tǒng)下垂控制和改進(jìn)下垂控制進(jìn)行兩次仿真，首先觀測單臺逆變器的頻率輸出、電壓輸出和功率輸出動態(tài)特性，逆變器在t =0.5s時并入電網(wǎng)，在t =1s時發(fā)出有功60W，無功50var，在t =2s時下垂控制，設(shè)定DPA=0.56，DQA=1000，DPB=0.60，DQB=1200，在t=3s時使電網(wǎng)電壓下降5%，在t =4s時聯(lián)網(wǎng)模式轉(zhuǎn)為孤島模式，t =5s時半載轉(zhuǎn)滿載，采用改進(jìn)下垂控制器重復(fù)上述步驟并觀測環(huán)流，設(shè)置mnd=2，nnd=2，對200W微源gP和gQ設(shè)計為0.96、100W微源下垂系數(shù)不做變動。

仿真結(jié)果如圖6所示。圖6a和圖6b為傳統(tǒng)下垂控制和改進(jìn)下垂控制器的單臺逆變器輸出頻率控制波形，圖6c和圖6d為各工況輸出電壓波形對比，圖6e和圖6f為各工況逆變器輸出有功和無功功率波形對比，圖6g和圖6h為連接電抗上的環(huán)流大小對比。由圖可見，虛擬同步發(fā)電機(jī)控制模型和改進(jìn)下垂控制器的采用使得環(huán)流抑制效果更好，在輸出頻率、電壓以及功率動態(tài)響應(yīng)上都明顯優(yōu)于傳統(tǒng)下垂控制法，模式切換和負(fù)荷變動條件下環(huán)流問題得到改善，證明沒有過多的潮流消耗在兩逆變器連接線路阻抗上，改善了負(fù)荷功率分配。

圖6 仿真波形Fig.6 Simulation waveforms

根據(jù)前文所建立的模擬同步發(fā)電機(jī)運(yùn)行的微源并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)模型，利用實驗室光伏平臺和蓄電池組制作兩臺樣機(jī)，并接入動模實驗室，組成微網(wǎng)系統(tǒng)，如圖7所示。由于升壓斬波和充放電控制與本文控制器設(shè)計關(guān)系不大并且屬于成熟的設(shè)計思路，不再贅述。

圖7 實驗室光伏系統(tǒng)接線圖Fig.7 PV experimental system

表2給出了樣機(jī)參數(shù)，在環(huán)境溫度為25℃、光照條件約為200W/m2時（最大功率約為 1000W），利用電能質(zhì)量分析儀分別在實驗電網(wǎng)頻率為49.9Hz和 50.1Hz的情況下實時測量逆變器輸出的有功功率和無功功率。

測試單臺逆變器動態(tài)跟蹤性能實驗過程如下:

t=5s，滿足預(yù)并列條件并網(wǎng)；

t=10s，Pset=300W，Qset=150var；

t=15s，開始改進(jìn)下垂控制；

t=20s，聯(lián)網(wǎng)轉(zhuǎn)孤島運(yùn)行；

t=25s，負(fù)載由半載切換至滿載；

t=30s，實驗結(jié)束。

表2 樣機(jī)主要參數(shù)Tab.2 Main parameters of prototype

實驗結(jié)果如圖8所示。t=5s時，光伏并網(wǎng)逆變器滿足預(yù)并列條件并網(wǎng)；t=10s時，輸出有功功率增加至設(shè)定值 300W，輸出無功功率穩(wěn)定在設(shè)定值150var；t =15s時，使能下垂調(diào)節(jié)，實驗電網(wǎng)頻率降至49.9Hz時，系統(tǒng)有功不足，逆變器輸出有功功率升為350W左右，實驗電網(wǎng)電壓上升5%，無功功率降為零左右；t =20s時，微網(wǎng)由聯(lián)網(wǎng)運(yùn)行切換至孤島模式，由微源設(shè)定電壓和頻率基準(zhǔn)，微源承擔(dān)了全部負(fù)荷功率；t =25s時，孤島運(yùn)行的微網(wǎng)由半載轉(zhuǎn)滿載運(yùn)行，能夠有效跟隨負(fù)荷功率變化改變輸出功率。圖8a實驗過程與圖8b不同之處在于下垂控制的外界條件不同，圖8b所示波形在t =15s開始下垂調(diào)節(jié)時，實驗電網(wǎng)頻率升為50.1Hz時，實驗電網(wǎng)電壓降 5%，系統(tǒng)有功剩余，逆變器輸出有功功率降為150W左右，無功功率升為300var左右。

圖8 并聯(lián)運(yùn)行逆變器輸出功率波形Fig.8 Experimental results of the inverter power output

圖8c和圖8d為測試功率分配效果的實驗波形，實驗條件為孤島，兩臺容量比例為2︰1的逆變器并聯(lián)，7.5s以前空載運(yùn)行，7.5s以后接負(fù)載，觀測對負(fù)荷的分配效果，對比發(fā)現(xiàn)，改進(jìn)下垂控制器控制時兩臺逆變器能夠按照單位容量均分負(fù)荷，而傳統(tǒng)下垂控制法控制時，無功功率輸出由于等效線路輸出阻抗不同不能按照額定容量比分配。同時，采用同步發(fā)電機(jī)模型和改進(jìn)下垂控制器后空載環(huán)流小于傳統(tǒng)下垂控制器。

6 結(jié)論

本論文采用虛擬同步發(fā)電機(jī)模型用于微網(wǎng)微源多逆變器間功率控制，分析了該模型在改善功率分配、提高均分度方面的優(yōu)勢，采用改進(jìn)下垂特性的功率控制器改善逆變器的跟蹤性能，并降低了空載環(huán)流。適用于包含不同功率等級、不同供電形式微源的微網(wǎng)功率控制和環(huán)流抑制，有助于進(jìn)一步降低新能源并網(wǎng)門檻并提高供電可靠性。

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