李杰輝

(民航中南空管局通信網(wǎng)絡(luò)中心，廣東廣州510470)

隨著現(xiàn)代網(wǎng)絡(luò)技術(shù)和信息產(chǎn)業(yè)的進(jìn)一步發(fā)展，供電中斷帶來的損失也變得越來越嚴(yán)重，對(duì)UPS電源的需求還將會(huì)進(jìn)一步擴(kuò)大。逆變器是UPS的核心，它必須具有輸出高質(zhì)量電壓波形的能力。隨著工業(yè)用高速數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)的發(fā)展，正弦波逆變器的控制方案正由模擬控制向數(shù)字化控制的方向發(fā)展。

1 UPS逆變器的電路模型

在線式UPS一般采用橋式逆變電路，屬于電壓型逆變電源范疇。圖1為典型的單相UPS的PWM逆變電路圖。電路由單相半橋式逆變器、L-C濾波器和負(fù)載組成。圖中Uo為逆變器的輸出，Udc為直流母線電壓，Lf和Rf分別是濾波電感的電感量和等效阻抗，Cf為濾波電容。

圖1 單相半橋式逆變器電路模型

圖1中給出了逆變環(huán)節(jié)輸出的詳細(xì)結(jié)構(gòu)圖，輸出環(huán)節(jié)由BUS電容C1和 C2、功率管 Q1和 Q2、輸出濾波電感Lf、輸出濾波電容Cf組成。其中電容C1和 C2分別為正、負(fù)BUS電容，在正常工作時(shí)，它們的直流電壓分別為+170 V和－170 V。

按輸出電壓極性有單極性SPWM和雙極性SPWM之分。單極性是指在一個(gè)載波周期內(nèi)，逆變橋的輸出電壓uab只有0和正電壓或0和負(fù)電壓;雙極性是指一個(gè)載波周期內(nèi)，逆變橋的輸出電壓uab既有正電壓，又有負(fù)電壓。

本系統(tǒng)的SPWM采用一組正弦雙極性脈寬調(diào)制波形控制功率管Q1和Q2的開通、關(guān)斷。Q1和Q2是交替開通和關(guān)斷的，它們的工作狀態(tài)是互補(bǔ)的。當(dāng)Q1開通時(shí)，Q2必然處于關(guān)斷狀態(tài)，輸出到電感Lo上的電壓是+170 V的電壓脈沖;反之，當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)，Q2必然開通，此時(shí)輸出到電感Lo上的電壓是－170 V的電壓脈沖。這樣，隨著Q1和Q2的交替開斷，就形成一組正弦脈寬調(diào)制波形，經(jīng)過輸出濾波電感Lo和濾波電容Cf，在負(fù)載端就會(huì)得到標(biāo)準(zhǔn)的正弦波形。

2 基于DSP的數(shù)字PWM產(chǎn)生機(jī)制

DSP要實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變器的數(shù)字控制，關(guān)鍵是解決數(shù)字PWM的發(fā)生。模擬PWM是用三角波和控制信號(hào)進(jìn)行比較產(chǎn)生的;數(shù)字PWM采用定時(shí)器和數(shù)字比較器來實(shí)現(xiàn)，其中定時(shí)器用來產(chǎn)生鋸齒波或?qū)ΨQ三角波，數(shù)字比較器決定輸出信號(hào)的高低電平。上述兩種方式實(shí)現(xiàn)的基本原理是一樣的，但是數(shù)字PWM有其獨(dú)特之處。

DSP芯片TMS320LF2406內(nèi)部集成了對(duì)稱和非對(duì)稱的兩種數(shù)字PWM發(fā)生模塊。本系統(tǒng)采用的是對(duì)稱PWM，其發(fā)生原理是:定時(shí)器1從0開始遞增計(jì)數(shù)到周期值T1PR，接著從T1PR遞減計(jì)數(shù)到0。然后開始下一個(gè)周期。對(duì)于高有效的那一路PWM輸出口，當(dāng)計(jì)數(shù)值上升到比較值CMPRx時(shí)，輸出高電平;當(dāng)計(jì)數(shù)值下降到比較值CMPRx時(shí)，則輸出低電平;低有效的那一路與之互補(bǔ)。

為了避免逆變橋同一組橋臂的上下管共通，兩路互補(bǔ)的PWM信號(hào)必須設(shè)置死區(qū)。死區(qū)可以通過外部模擬電路實(shí)現(xiàn)，也可以由DSP內(nèi)部的死區(qū)發(fā)生模塊設(shè)定。通過設(shè)定死區(qū)時(shí)間寄存器，TMS320LF2406可以實(shí)現(xiàn)從50 ns到102.4 μs的死區(qū)時(shí)間，它實(shí)際上是讓每一路PWM的上升沿時(shí)刻延遲一個(gè)死區(qū)時(shí)間。必須指出的是:TMS320LF2406的全比較動(dòng)作控制寄存器ACTR 決定了其輸出引腳 PWMx(x=1，2，3，4，5，6)的性質(zhì)，這六個(gè)引腳中的1，3，5分別與2，4，6共享一個(gè)比較寄存器CMPRx(x=1，2，3)，所以一共可以產(chǎn)生三對(duì)互補(bǔ)的PWM信號(hào)。死區(qū)有效的前提是其中的1，3，5引腳被設(shè)置為高有效，對(duì)應(yīng)的2，4，6引腳被設(shè)置為低有效。否則死區(qū)的設(shè)置非但不能起到應(yīng)有的保護(hù)作用，而且會(huì)使一對(duì)本應(yīng)互補(bǔ)的PWM信號(hào)發(fā)生重疊，直接造成破壞。

本文使用的DSP芯片TMS320LF2406的計(jì)數(shù)頻率f0=40 MHz，逆變器的開關(guān)頻率fc=16 kHz，若采用對(duì)稱PWM方式其分辨率Dmin=2fc/f0=1/1 250，這樣的PWM分辨率基本上可以滿足UPS逆變器的控制精度要求。因此本文的逆變器控制采用了對(duì)稱PWM方式。

3 基于DSP的UPS控制電路設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)研究DSP控制的50 Hz l00 V UPS，核心控制芯片采用TMS320LF2406，這種DSP芯片是專門針對(duì)控制應(yīng)用而設(shè)計(jì)的。TMS320LF2406具有高速信號(hào)處理和數(shù)字控制所必須的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，能實(shí)現(xiàn)復(fù)雜控制算法，本系統(tǒng)依靠這一特點(diǎn)，用軟件實(shí)現(xiàn)逆變重復(fù)控制算法。

3.1 UPS控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)

圖2給出了DSP芯片TMS320LF2406控制實(shí)現(xiàn)在線式UPS的結(jié)構(gòu)框圖。僅用一片DSP就可以實(shí)現(xiàn)在線式UPS的四個(gè)功率變換環(huán)節(jié):輸入PFC環(huán)節(jié)、輸出逆變環(huán)節(jié)、電池充電環(huán)節(jié)、電池升壓環(huán)節(jié)，各個(gè)功率變換環(huán)節(jié)的控制是彼此獨(dú)立的。由于DSP一條指令的時(shí)間50 ns，所以能用DSP實(shí)時(shí)處理電流環(huán)和電壓環(huán)。

UPS的四個(gè)功率變換環(huán)節(jié)，總共需要6路信號(hào)反饋，分別是:輸入電壓、直流BUS正負(fù)電壓、輸出電壓、輸出電流、電池電壓。DSP芯片內(nèi)部集成了A/D轉(zhuǎn)換模塊，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)上述6路信號(hào)的采樣。DSP芯片的A/D轉(zhuǎn)換模塊分為兩個(gè)，其中ADCO～ADC7在第一個(gè)模塊，ADC8～ADC15在第二個(gè)模塊，兩個(gè)模塊可以實(shí)現(xiàn)并行的轉(zhuǎn)換。ADC1用于輸入電壓的檢測(cè);ADC0和 ADC3用于正負(fù) BUS電容電壓的檢測(cè);ADC14和ADC7用于輸出電壓、電流的檢測(cè);ADC4用于電池電壓檢測(cè)。

圖2 DSP控制在線式UPS的結(jié)構(gòu)

3.2 系統(tǒng)軟件的設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)根據(jù)輸出電壓及穩(wěn)壓值通過嵌入式重復(fù)控制和積分、比例控制復(fù)合控制算法來修正DSP中EVB模塊中CMPRl中的正弦波幅值，從而控制開關(guān)管IGBT的占空比，達(dá)到控制輸出電壓的目的。本控制算法很好地解決了重復(fù)控制靜差的問題和響應(yīng)緩慢的不足，較好地滿足了UPS不間斷電源的要求。改進(jìn)后的重復(fù)控制軟件流程如圖3所示。

圖3 軟件流程圖

圖中CFramHEAD和CFramTAIL分別為重復(fù)控制器累加存儲(chǔ)單元的頭地址和尾地址指針，AR3為取數(shù)據(jù)地址指針，AR4為存數(shù)據(jù)地址指針，QramHEAD和QramTAIL分別為超前補(bǔ)償存儲(chǔ)單元的頭和尾指針，QgetDATA為存放數(shù)據(jù)地址指針，G和M為超前補(bǔ)償量，Ki為積分系數(shù)，Kp為比例系數(shù)，Q為二階濾波因子，a為重復(fù)衰減常數(shù)，Temp，Ptemp和 GPRO為暫存單元。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

在實(shí)驗(yàn)中，輸入110 V 50 Hz的市電電壓，BUS電壓為170 V，輸出濾波電容為4.7 μF，輸出濾波電感為2 mH，負(fù)載為0～700 W的白熾燈;閉環(huán)控制器中前饋控制系數(shù)Kq=1，重復(fù)增益系數(shù)Kr=0.25，Q(Z－1)=0.95，比例控制系數(shù) Kp=1，死區(qū)時(shí)間為 2 μs，采樣頻率為8 kHz。實(shí)驗(yàn)結(jié)果和波形如圖4至圖6。下面將對(duì)采用復(fù)合重復(fù)控制算法的逆變輸出波形的動(dòng)態(tài)響應(yīng)過程逐一分析，可以看到采用比例、積分控制后波形的改進(jìn)。

圖4 UPS閉環(huán)空載輸出電壓波形

圖5 閉環(huán)帶載100 W輸出電壓波形及其與空載電壓波形的疊加

圖6 閉環(huán)滿載輸出電壓波形及其與空載電壓波形的疊加

圖4至圖6捕捉到的示波器波形中，給出了逆變環(huán)重復(fù)控制的改進(jìn)過程中輸出電壓波形加(減)載時(shí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)過程及穩(wěn)態(tài)波形。圖4為只有嵌入式重復(fù)控制算法時(shí)輸出電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)過程，可以看出加(減)載瞬間超調(diào)量較大，恢復(fù)至穩(wěn)態(tài)的過程較慢，且穩(wěn)態(tài)誤差較大(約為5 V)。為提高系統(tǒng)響應(yīng)的快速性，加入比例調(diào)節(jié)器，如圖5所示，可見加(減)載瞬間超調(diào)量明顯變小，且恢復(fù)至穩(wěn)態(tài)的過程加快，但仍存在穩(wěn)態(tài)誤差(約3 V)。下一步，為解決誤差的問題加入積分調(diào)節(jié)器，如圖6所示，加(減)載瞬間超調(diào)量更小，恢復(fù)至穩(wěn)態(tài)的過程進(jìn)一步加快，通過帶不同負(fù)載時(shí)的穩(wěn)態(tài)波形及空載、負(fù)載時(shí)的波形疊加可看到，兩種情況下的穩(wěn)態(tài)波形幾乎達(dá)到了無靜差，且波形畸變非常小。

由于仿真時(shí)的BUS電壓采用恒定值，而實(shí)際系統(tǒng)中是通過PFC功率因數(shù)校正達(dá)到直流BUS電壓穩(wěn)壓的目的，實(shí)際直流母線電壓不是最理想的，當(dāng)突加、減重載時(shí)，可能會(huì)引起母線電壓的下垂，從而加劇逆變電源輸出電壓變化。所以本實(shí)驗(yàn)結(jié)果中的動(dòng)態(tài)過程(如超調(diào)量、響應(yīng)速度)與仿真結(jié)果相比仍有一定的差距，需要進(jìn)一步改進(jìn)。

5 結(jié)論

信息技術(shù)的巨大進(jìn)步，推動(dòng)了高可靠的逆變電源的發(fā)展。由于大量非線性負(fù)載的存在，使得用戶對(duì)UPS的性能和結(jié)構(gòu)有了越來越高的標(biāo)準(zhǔn)和要求。本文從實(shí)際出發(fā)，從數(shù)字化UPS的角度，對(duì)在線式UPS的設(shè)計(jì)和應(yīng)用進(jìn)行了研究和實(shí)驗(yàn)。結(jié)果表明:采用此控制方案在額定負(fù)載范圍內(nèi)輸出特性良好，能獲得穩(wěn)定的50 Hz正弦電壓，是一種高性能、低成本的控制系統(tǒng)。

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