張新社,劉勝利,張明煥

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所,河北石家莊050081;2.北京跟蹤與通信技術研究所,北京100094;3.中國衛(wèi)星發(fā)射測控部,北京100720)

0 引言

隨著測控技術的發(fā)展,要求地面測控設備能夠直接對寬帶下行遙測信號(例如調制方式為FSK、BPSK或QPSK,信號帶寬高達400MHz以上)進行非相干角誤差解調,國內以往的類似方案在信噪比S/N＜0 dB時跟蹤方差較大,不能滿足系統(tǒng)跟蹤靈敏度要求。據此設計了一種雙通道非相干角誤差解調方案,本方案的特點是利用小部分帶寬內信號提取角誤差電壓,同時能夠很方便地調整相位和時延,具有很高的跟蹤靈敏度,而且應用范圍廣泛。

1 角誤差解調方案

天線下來2路信號:和路信號與差路信號,其中差路信號包含方位差信號和俯仰差信號。2路信號分別經過場放、下變頻、中放后,經窄帶濾波器截取部分帶寬內信號,經AD采樣后在FPGA上進行數字化處理。雙通道非相干角誤差解調方案框圖如圖1所示。

圖1 雙通道非相干角誤差解調方案框圖

首先,利用NCO對和路信號進行同相下變頻,對差路信號進行同相、正交2路下變頻,做下變頻處理時并沒有把信號變?yōu)榱阒蓄l,而是變到一個較低的頻率,主要目的是為了利用本地NCO調整和、差通道之間的相位差,然后利用FPGA內的D觸發(fā)器做延遲電路對信號時延進行調整,最后利用和路信號分別與2路正交的差路信號進行相關處理,得到方位電壓和俯仰電壓。

2 系統(tǒng)校正及中頻帶寬選擇

2.1 和差支路相位校正

和、差支路相位校正過程與其他常規(guī)雙通道校相過程一致,首先使天線對準塔上信標機或應答機,使天線俯仰角從初始零點偏離一個角度,同時方位角對準零點,采集差通道的正交兩支路數據x(k)、y(k),做數學運算可求得和差通道俯仰支路相差Δφ 1,通過調整NCO正交支路的相位消除和差通道俯仰支路相位差 Δ φ 1;同理,使天線方位角從初始零點偏離一個角度,同時俯仰角對準零點,采集差通道的正交兩支路數據x(k)、y(k),做數學運算可求得和差通道俯仰支路相差Δφ 2,通過調整NCO同相支路的相位消除和差通道方位支路相位差Δφ 2。

系統(tǒng)進行相位校正主要是通過調整NCO相位實現(xiàn),下面對NCO誤差進行分析。NCO主要由頻率控制字,相位累加器,正、余弦表組成。頻率控制字FKW輸入到一個 32位的累加器,累加器輸出高10位數據作為ROM表的地址,查表輸出正、余弦2路信號,NCO的原理框圖如圖2所示。

圖2 NCO原理框圖

NCO相位累加值是 32位的,采樣頻率fs=56 MHz,頻率輸出表達式為:

由上式可以得到最小頻率步進量為:

NCO輸出信號的步進量只有0.013 Hz,這在傳統(tǒng)的頻率合成技術中是很難做到的。NCO相位累加截斷會導致輸出信號的相位抖動,相位字長度N=32 bit,截斷位長為B=32-10=22 bit,則有 :存在相位截斷的NCO輸出信噪比優(yōu)于6.02×(NB)=6.02×(32-22)=60.2 dB,并且雜散信號分散到較多的頻率上,因此NCO輸出的頻譜純度滿足一般系統(tǒng)要求。

2.2 和、差通道時延校正

和支路插入M組串聯(lián)D觸發(fā)器,差支路插入N組串聯(lián)D觸發(fā)器,D觸發(fā)器時鐘為fd,則經過一級D觸發(fā)器所產生的時延為ΔT=1/fd。

時延調整流程為:首先,和支路設置固定延時ΔT,依次調整差支路1～N個時延,得到N個角誤差積分值的絕對值VN,記錄最大值Vmax1以及所對應的時延Nmax;其次,差支路設置固定延時ΔT,依次調整和支路1～M個時延,得到M個角誤差積分值的絕對值VM,記錄最大積分值Vmax2以及所對應的時延Mmax;最后,比較Vmax1和Vmax2的值,取二者中的大者,以及所對應的時延量,設置相應支路的D觸發(fā)器插入個數,完成時延校正。

2.3 中頻窄帶濾波器帶寬選擇

下行遙測信號的頻帶很寬,可以達到400 MHz以上,取其部分帶寬即可完成角誤差提取,中頻窄帶濾波器帶寬的選擇應考慮以下因素:

①中頻帶寬內的載波譜線根數不能太少。少于2根就提取不出角誤差信號,載波根數太少,等效接收信號電平低,為了保證振幅檢波電平,接收機增益要提高;

②載波譜線間距為Δf=1/(Δ×P),Δ為PN碼元寬度,P為碼長。例如P=1 024位,對于數據速率400Mbps的下行信號,Δf=1/(Δ×P)≈390 kHz。信號頻譜帶寬為400 MHz,主瓣內有P根(1 024)根譜線,若中頻帶寬取1 MHz,那么帶內只有兩根譜線。若取40 MHz帶寬,帶內有102根譜線,截取帶寬約為信號帶寬的1/10;

③如果系統(tǒng)的碼速率變化太大,例如從幾百kHz到幾百MHz變化,則可以考慮利用濾波器組分檔實現(xiàn)。

3 實驗驗證

本方案在基于CPCI工控機的硬件平臺進行了驗證,實驗框圖如圖3所示。輸入的中頻信號為200 Mbps擴頻m序列,中頻濾波器帶寬取20 MHz,采樣鐘為56 MHz,信號多普勒頻率范圍±150 kHz,多普勒頻率變化率±30 kHz/s。實驗框圖如圖3所示。

圖3 實驗框圖

實驗步驟為:首先,在高信噪比、靜態(tài)條件下調整差通道NCO的相位,消除和、差通道之間的相位差;其次,同樣在高信噪比、靜態(tài)條件下調整和、差通道時延;實驗過程中通過調整輸入信號幅度和噪聲源功率,調整信號的信噪比;最后,利用示波器觀察角誤差電壓輸出。

經測試得知,該方案跟蹤靈敏度可以達到S/N=-7 dB,遠優(yōu)于以往方案信噪比S/N≥0 dB的技術指標,該方案利用某型號設備進行了系統(tǒng)級驗證,跟蹤靈敏度指標與上述結果一致。

4 結束語

本設計利用雙通道非相干角誤差解調方案實現(xiàn)了對寬帶下行遙測信號的角跟蹤,解決了對帶寬遙測信號進行非相干角誤差解調時信號帶寬過寬的問題;本方案對單載波信號、FSK遙測信號、BPSK遙測信號、QPSK遙測信號以及擴頻信號等均可以實現(xiàn)角跟蹤,系統(tǒng)所能達到的跟蹤靈敏度滿足工程技術要求,可以進行廣泛應用。

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