摘 要：

鋰電池在充電過程中充電電壓變化范圍大，其等效阻抗不斷增加，會帶來恒流過充以及恒壓欠充問題，結(jié)合鋰電池在快速充電過程中的動態(tài)特性，提出一種基于半橋驅(qū)動的恒流恒壓可重構(gòu)的S/LCC-LCC無線電能傳輸（WPT）系統(tǒng)。半橋驅(qū)動的WPT系統(tǒng)僅用一個切換開關(guān)進行拓撲重構(gòu)即可實現(xiàn)系統(tǒng)輸出特性的切換，具有所用元件少，重構(gòu)拓撲簡單等特性。首先，給出了基于S/LCC-LCC的拓撲重構(gòu)原理；其次，分析了半橋驅(qū)動的重構(gòu)拓撲的恒流恒壓以及零相角特性；再次，給出了WPT系統(tǒng)的異常工況以及相應(yīng)解決辦法；最后，搭建了仿真和實驗平臺。驗證性的WPT系統(tǒng)在恒流模式能輸出恒定電流3.47 A，在恒壓模式能輸出恒定電壓48.2 V。仿真與實驗結(jié)果驗證了所提方法的正確性。

關(guān)鍵詞：半橋驅(qū)動；無線電能傳輸；恒流恒壓；重構(gòu)拓撲；零相角

DOI：10.15938/j.emc.2024.09.017

中圖分類號：TM724

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）09-0189-11

收稿日期： 2022-12-22

基金項目：國家自然科學基金面上項目（51577002）；安徽省自然科學基金面上項目（1508085）

作者簡介：楊云虎（1973—），男，博士，副教授，研究方向為無線電能傳輸、電力電子與電力傳動；

薛建志（1997—），男， 碩士研究生，研究方向為無線電能傳輸；

梁大壯（1998—），男， 碩士研究生，研究方向為無線電能傳輸；

李 鈺（1999—），女， 碩士研究生，研究方向為無線電能傳輸；

賈維娜（1998—），女， 碩士研究生，研究方向為無線電能傳輸；

楊 志（1994—），男， 碩士研究生，研究方向為無線電能傳輸。

通信作者：薛建志

Reconfigurable WPT system with CC and CV by half bridge drive

YANG Yunhu， XUE Jianzhi， LIANG Dazhuang， LI Yu， JIA Weina， YANG Zhi

（Anhui Provincial Key Laboratory of Power Electronics and Motion Control， Anhui University of Technology， Ma’anshan 243000， China）

Abstract：

In the charging process of lithium battery， the charging voltage varies greatly， and its equivalent impedance increases continuously， which will bring about the problems of constant current overcharge and constant voltage undercharge. Combined with the dynamic characteristics of lithium battery in the fast charging process， a S/LCC-LCC WPT system with constant current and constant voltage reconfigurable based on half-bridge drive was proposed. The half-bridge driven WPT system can realize the switching of the output characteristics of the system by only one switching switch for topology reconstruction， so it has the characteristics of less components and simple reconstruction topology. First， the topology reconstruction principle based on S/LCC-LCC was given. Secondly， the characteristics of both CC/CV and ZPA were analyzed for the reconstruction topology by the half-bridge drive. Then， the abnormal working condition of the WPT system and the corresponding solution were given. Finally， the simulated and experimental platform were built， and the experimental WPT system can produce CC of 3.47 A in CC mode and CV of 48.2 V in CV mode. The simulated and experimental results verify correctness of the proposed method.

Keywords：half-bridge drive; wireless power transfer; constant current and constant voltage; reconstruct topology; zero phase angle

0 引 言

無線電能傳輸（wireless power transfer，WPT）是一種通過高頻交變磁場傳輸功率的技術(shù)［1］。由于無線電能傳輸具有安全、可靠、靈活、方便等特點，目前已經(jīng)廣泛應(yīng)用到各行各業(yè)中，如植入式生物醫(yī)學產(chǎn)品［2-3］、便捷式電子設(shè)備［4-5］、電動汽車、家用電器［6-8］等。這些設(shè)備是通過無線充電技術(shù)對其鋰電池充電，再由電池來驅(qū)動設(shè)備，而鋰電池的充電過程包含恒流CC充電和恒壓CV充電2個階段［9-10］。

近年來，國內(nèi)外學者提出了多種實現(xiàn)CC/CV充電的鋰電池充電方案。文獻［11-13］通過變頻控制方法來實現(xiàn)系統(tǒng)的恒流恒壓輸出，但此種方法會引起頻率分叉現(xiàn)象；另一方面，根據(jù)美國汽車工程協(xié)會的J2954，寬頻率的調(diào)諧范圍可能會違反某些標準的預(yù)設(shè)頻率范圍。文獻［14-15］通過移相控制來調(diào)節(jié)逆變器的輸出電壓，進而保證系統(tǒng)的恒流恒壓輸出，但移相控制會導(dǎo)致開關(guān)管的軟開關(guān)實現(xiàn)變得困難，進而降低整個系統(tǒng)的傳輸效率。文獻［16-17］在原副邊各增加一個DC-DC變換器，其通過檢測電壓或者電流來調(diào)節(jié)DC-DC變換器的占空比。此種方法不但會增加系統(tǒng)的體積和成本，還會引入額外的損耗降低系統(tǒng)傳輸效率。文獻［18-19］采用混合拓撲補償方式，其通過開關(guān)切換實現(xiàn)重構(gòu)拓撲結(jié)構(gòu)，具有控制電路簡單，無源器件數(shù)目少等優(yōu)點。通過在副邊增加一個交流開關(guān)和附加電容的方法，文獻［20］提出了一種S/SP混合補償拓撲，雖然其結(jié)構(gòu)簡單效率高，但并沒有分析系統(tǒng)異常工況。目前已有的文獻提出的重構(gòu)拓撲基本采用全橋的驅(qū)動方式。文獻［21］結(jié)構(gòu)簡單，但整體的效率較低，文獻［22］雖然使用的開關(guān)數(shù)量和諧振組件較少，但原邊和副邊需進行通信，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)較慢，且整體效率偏低。文獻［23-25］使用多個控制開關(guān)，控制難度大，復(fù)雜程度大。文獻［26-27］提出一種半橋逆變的LCC-S/SS組合拓撲。雖然減少了開關(guān)和補償電容的數(shù)目，但在切換的過程中，開關(guān)會有很大的尖峰電壓。

另外，雙邊LCC拓撲比SS穩(wěn)定性好，S-LCC拓撲的效率比LCC-S的更高。因此，本文提出一種半橋驅(qū)動的恒流恒壓可重構(gòu)的WPT系統(tǒng)。所提出的WPT系統(tǒng)只需要一個交流開關(guān)，且不需要外加補償電容。通過交流開關(guān)的通斷可重構(gòu)半橋驅(qū)動的WPT系統(tǒng)，可以實現(xiàn)恒流恒壓。并且面對異常工況，WPT系統(tǒng)通過檢測原副邊的電流來切換拓撲實現(xiàn)對系統(tǒng)的保護。另外，分析了交流開關(guān)兩端的暫態(tài)電壓，并給出了控制策略。最后，搭建了仿真和實驗平臺驗證所提出方法的正確性。

1 混合拓撲簡易重構(gòu)及特性分析

1.1 S/LCC-LCC拓撲及工作原理

圖1所示為所提出的基于半橋驅(qū)動的S/LCC-LCC拓撲WPT系統(tǒng)圖。其中：UD為直流輸入電壓；S1～S4為高頻電力開關(guān)管；電感Lf1、電容Cf1和電容C1構(gòu)成原邊補償網(wǎng)絡(luò)；電感Lf2、電容Cf2和電容C2構(gòu)成副邊補償網(wǎng)絡(luò)；LP、LS是接收線圈和發(fā)射線圈上的自感；M是發(fā)射側(cè)繞組和接收側(cè)繞組上的互感；Ro是蓄電池的等效電阻。由VD1～VD4組成的全橋不控整流橋和濾波電容C3將交流電壓U2和交流電流ILf2轉(zhuǎn)換為直流電壓Uo和直流電流Io，K是由2個反向串聯(lián)的IGBT組成的交流開關(guān)，如圖2所示。

當開關(guān)K閉合，同時S4保持導(dǎo)通，開關(guān)管S1和S2與原副邊補償網(wǎng)絡(luò)組成半橋驅(qū)動的LCC-LCC恒流充電電路。當開關(guān)K斷開，原邊補償電感Lf1不參加工作，開關(guān)管S3和S4與原副邊補償網(wǎng)絡(luò)組成半橋驅(qū)動的S-LCC恒壓充電電路。所提出的WPT系統(tǒng)，其工作模式、補償網(wǎng)絡(luò)拓撲、交流開關(guān)工作狀態(tài)以及電力開關(guān)工作狀態(tài)總結(jié)如表1所示。

1.2 LCC-LCC拓撲恒流特性及工作原理

當開關(guān)K閉合，同時S4保持導(dǎo)通時，構(gòu)成了如圖3所示的半橋驅(qū)動的LCC-LCC恒流充電WPT系統(tǒng)。

雙邊LCC的等效電路圖以及開關(guān)管的工作方式如圖4所示，其中RL是交流等效電阻。

當系統(tǒng)處于諧振時，Lf1、Cf1、C1、LP、LS、C2、Cf2、Lf2滿足以下關(guān)系：

ω0=1Lf1Cf1=1Lf2Cf2=1（Lp－Lf1）C1=

1（Ls－Lf2）C2。（1）

高頻基波交流電源和交流等效電阻為：

U·1=2πU·D；（2）

RL=8π2Ro。（3）

為簡便計算，忽略寄生電阻。同時，采用松耦合變壓器的T模型等效圖4（a）中的雙邊LCC補償網(wǎng)絡(luò)，如圖5所示。

從式（15）、式（16）可知，S-LCC的副邊回路阻抗和原邊回路阻抗都只包含實部，成純阻性。因此在系統(tǒng)一次側(cè)和二次側(cè)處，電壓與電流之間均可實現(xiàn)ZPA，所以系統(tǒng)能保持高效率。由式（21）可知，當系統(tǒng)中的互感M、Lf2的感值確定時，此時負載兩端的輸出電壓與負載大小無關(guān)，系統(tǒng)可以實現(xiàn)恒壓充電。

2 系統(tǒng)工作模式切換點設(shè)計

2.1 負載電阻切換點的分析

比較式（12）和式（23），在恒壓充電達到最大效率時的等效負載電阻大于在恒流充電達到最大效率時的等效負載電阻。這種狀況與恒流和恒壓充電時的負載實際變化相一致。令式（10）和式（21）相等，可獲得從恒流充電到恒壓充電平滑過渡的臨界Rp為

Rp=π2ω0Lf1L2f28M2。（25）

基于式（25）可算出從恒流充電到恒壓充電平滑過渡的臨界電阻值為17.8 Ω。

2.2 等效交流電阻的驗證以及負載電阻切換點的功率分析

求解式（12）和式（23），分別得到雙邊LCC拓撲和S-LCC拓撲在效率最大時的交流等效電阻為35.7 Ω和57.1 Ω。為了驗證理論的正確性，利用MATLAB/Simulink軟件進行仿真驗證。如圖8（a）、（b）所示。雙邊LCC和S-LCC的效率最高點與式（12）和式（23）計算一致，驗證了之前的理論分析。另外，系統(tǒng)從恒流切換到恒壓時，系統(tǒng)一直可以保持高效率的狀態(tài)。從圖8還可以看出，雙邊LCC的輸出功率和S-LCC的輸出功率相等時對應(yīng)的臨界切換等效電阻RL為14.5 Ω，與式（25）和式（3）的計算一致。

3 系統(tǒng)工作時的穩(wěn)定性分析

3.1 復(fù)合拓撲的穩(wěn)定性分析

在WPT系統(tǒng)工作的時候，難免會有一些異常的工況出現(xiàn)，例如副邊缺失、負載短路、負載開路等狀況。異常工況對系統(tǒng)安全運行不利，因此系統(tǒng)必須具有應(yīng)對異常工況的能力。復(fù)合拓撲在面對異常工況時系統(tǒng)的穩(wěn)定性情況如表2所示。

從表2可知，在恒流充電階段出現(xiàn)負載開路以及在恒壓充電階段出現(xiàn)副邊缺失和負載短路的狀況，都會損壞系統(tǒng)。因此，所提出的WPT系統(tǒng)可以通過切換系統(tǒng)的工作模式來應(yīng)對異常工況。比如，在負載開路時，雙邊LCC工作模式會損害系統(tǒng)，系統(tǒng)自動切換到S-LCC工作模式，以此對系統(tǒng)進行保護。同理，在副邊缺失和負載短路時，S-LCC工作模式會對系統(tǒng)造成損害，系統(tǒng)自動切換到雙邊LCC工作模式保護系統(tǒng)。

3.2 開關(guān)電壓瞬態(tài)分析

當交流開關(guān)K通斷時，K兩端會有很大的瞬態(tài)電壓UG。若是不對UG進行處理，則可能損壞開關(guān)K。為了避免開關(guān)K兩端的瞬態(tài)電壓UG，必須在ILf1為0時對開關(guān)進行切換。當ILf1為0時，ICf1、IC1大小相同，方向相反，此時對開關(guān)進行切換，這樣電路中的電流就不會失衡。

原邊開關(guān)K由G1、G2兩個IGBT反向串聯(lián)組成，如圖2所示。當ILf1反向流進開關(guān)K時，即當ILf1流過G1體二極管時，此時控制G1關(guān)斷的時間充裕，足有半個諧振周期的時間。當ILf1流出開關(guān)K時，由于G1已經(jīng)關(guān)斷，此時ILf1為0，關(guān)斷G2即可實現(xiàn)充電模式的平滑過渡，如圖9所示?？芍?，G1和G2都是零電流關(guān)斷，開關(guān)損耗低。

圖10（a）、（b）為未加控制和施加控制下開關(guān)切換時的瞬態(tài)電壓UG。通過圖10（a）、（b）可以看出，當不加控制時進行切換，原邊開關(guān)上有很大的尖峰電壓。過高的尖峰電壓可能損壞開關(guān)。若對原邊開關(guān)K施加控制，充電模式切換時，開關(guān)K兩端的電壓只有80 V左右。

對開關(guān)K的控制策略用流程框圖進行說明，如圖11所示。

4 仿真與實驗驗證

4.1 拓撲分析與仿真驗證

圖12是混合拓撲S/LCC-LCC的總體控制圖。系統(tǒng)通過檢測負載兩端的電壓和電流，實時計算負載電阻Ro并與平滑過渡的臨界阻值RP相比較。當負載阻值Ro小于RP時，WPT系統(tǒng)閉合開關(guān)K并保持S4導(dǎo)通，原副邊補償網(wǎng)絡(luò)與開關(guān)管S1、S2構(gòu)成以半橋驅(qū)動的雙邊LCC恒流充電。當負載電阻Ro大于或等于RP時，斷開開關(guān)K，原副邊補償網(wǎng)絡(luò)與開關(guān)管S3、S4構(gòu)成以半橋驅(qū)動的S-LCC進行恒壓充電。

WPT系統(tǒng)實時檢測發(fā)射線圈上的電流IP和接收線圈上的IS，用來判斷系統(tǒng)是否正常工作。系統(tǒng)異常時，通過切換開關(guān)K構(gòu)成不同的拓撲避免系統(tǒng)故障。圖13給出了系統(tǒng)正常和異常工作時的流程框圖。

為了驗證系統(tǒng)的S/LCC-LCC恒流恒壓輸出的穩(wěn)定性，考慮到寄生電阻對系統(tǒng)交流效率的影響，搭建了額定功率為144 W，工作頻率為85 kHz，恒流輸出為3 A，恒壓輸出為48 V的仿真平臺。

在2.1節(jié)中，分析得到在17.8 Ω切換時電流與電壓降落值最小，則WPT系統(tǒng)能夠從恒流階段平滑過渡到恒壓階段，圖14為系統(tǒng)在17.8 Ω時進行恒流恒壓切換的電流與電壓波形圖。從圖中可以看出，系統(tǒng)在0.06 s時進行切換，輸出電壓的波動值在3 V左右，輸出電流的波動值為0.16 A左右，系統(tǒng)的波動值很小，說明在17.8 Ω時切換能夠保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

對S/LCC-LCC進行了負載電阻Ro從5 Ω到40 Ω范圍的恒流恒壓充電，如圖15所示。

圖15可以看出，恒流階段充電時電阻在3 Ω時電流為3.162 A。隨著負載的增加，在恒流恒壓切換點時輸出電流為3.002 A。在此期間，電流的變化率為5%左右，實現(xiàn)了輸出電流與負載無關(guān)的恒流充電。恒壓充電階段在切換點的輸出電壓為47.95 V，此時電壓雖然下降但幅度很小，隨著負載電阻的增大，在電阻為40 Ω時電壓為48.76 V，電壓的變化率為1.6%左右，實現(xiàn)了輸出電壓與負載無關(guān)的恒壓充電。

圖16為S/LCC-LCC復(fù)合拓撲在等效負載電阻RL從10 Ω到70 Ω時的效率。從圖中可以看出，當?shù)刃щ娮鑂L從10 Ω到70 Ω的時候，S-LCC的效率始終大于雙邊LCC的效率，與理論分析一致。且恒流充電時效率最大時的交流等效電阻和恒壓充電時效率最大時的交流等效電阻與式（12）和式（23）算出的結(jié)果基本一致，驗證了之前的理論分析。在恒流恒壓充電的過程中，系統(tǒng)均能保持高效率充電。

4.2 實驗驗證與分析

為驗證以上分析的可行性和正確性，搭建了實驗平臺，如圖17所示。另外，在本文中原副邊線圈采用規(guī)格為外徑2.42 mm，0.1×300股的勵磁線，其圓形線圈的內(nèi)徑為7.8 cm，外徑為14.7 cm，原副邊間距為11.3 cm。

實驗參數(shù)如表3所示。

圖18是系統(tǒng)恒流實驗圖。在負載電阻Ro分別為10 Ω和15 Ω時，逆變器的輸出電壓和輸出電流以及等效電阻RL兩端的電壓和電流波形如圖18（a）、（b）所示。

從圖中可以看出，當負載電阻Ro為10 Ω和15 Ω時，系統(tǒng)在恒流階段逆變器的輸出電流與輸出電壓基本同相位，實現(xiàn)了ZPA特性。當負載電阻Ro為10 Ω時，流經(jīng)等效電阻RL的輸出電流有效值為3.47 A，當負載電阻Ro為15 Ω時，流經(jīng)等效電阻RL的輸出電流有效值為3.32 A，其中電流變化了0.15 A，輸出電流變化率很小，此階段可以認為系統(tǒng)實現(xiàn)了恒流充電。

圖19是系統(tǒng)恒壓實驗圖。在負載電阻Ro分別為30 Ω和40 Ω時，逆變器的輸出電壓和輸出電流以及等效電阻RL兩端的電壓和電流波形如圖19（a）、（b）所示。從圖中可以看出，當負載電阻Ro為30 Ω和40 Ω時，系統(tǒng)實現(xiàn)了ZPA特性。當Ro為30 Ω時，等效電阻RL兩端的電壓有效值為47.1 V；負載變?yōu)?0 Ω時，等效電阻RL兩端的電壓有效值為48.2 V。由此可以看出，負載變化時，輸出電壓僅變化了1.1 V，變化幅度不大，系統(tǒng)實現(xiàn)了恒壓充電。

圖20為系統(tǒng)在切換點Ro=17.8 Ω時的電流電壓波形圖。當負載電阻Ro=17.8 Ω時，交流開關(guān)K斷開，系統(tǒng)從LCC-LCC恒流模式進入S-LCC恒壓模式。從圖中可知，恒流模式切換到恒壓模式的過程中，系統(tǒng)的輸出電壓變化了3.2 V，輸出電流變化了0.17 A，與仿真結(jié)果基本一致。在充電模式切換的過程中，電流電壓落差較小，系統(tǒng)實現(xiàn)了平滑切換，降低了對電池的沖擊，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

圖21為系統(tǒng)等效電阻RL從10 Ω到70 Ω時，系統(tǒng)效率的仿真和實驗測試圖。

圖21可以看出，S/LCC-LCC復(fù)合系統(tǒng)效率的仿真曲線和實驗曲線基本一致，且在CC/CV充電階段均能保持高效率。

表4為本文提出的無線電能傳輸系統(tǒng)與之前的系統(tǒng)對比，由表可知本文提出的無線電能傳輸技術(shù)主要優(yōu)勢在于使用的交流開關(guān)少、結(jié)構(gòu)簡單、控制方便、系統(tǒng)效率高。

5 結(jié) 論

本文提出一種基于半橋驅(qū)動可重構(gòu)的WPT系統(tǒng)，實現(xiàn)恒流恒壓輸出。與現(xiàn)有的解決方案不同的是，提出的半橋驅(qū)動的復(fù)合拓撲，只需1個交流開關(guān)就可以實現(xiàn)恒流恒壓切換。且雙邊LCC轉(zhuǎn)化為S-LCC的過程中不需要外加電容，而是通過補償電容Cf1與C1的串聯(lián)，得到新的補償電容CS與發(fā)射線圈組成諧振網(wǎng)絡(luò)，降低了成本和復(fù)雜度。另外在系統(tǒng)出現(xiàn)異常工況時，提出的WPT系統(tǒng)能做出保護動作。在充電模式切換時，根據(jù)所提出的控制策略，能顯著降低交流開關(guān)上的暫態(tài)電壓。通過仿真和實驗得到，在負載Ro為10～40 Ω的范圍內(nèi)，流過等效電阻RL的恒流為3.47 A，其兩端的恒壓為48.2 V，最大輸出功率為167.2 W，且系統(tǒng)在恒流下效率最高可以達到87.8%，在恒壓下效率最高可以達到92.6%，系統(tǒng)在恒流轉(zhuǎn)為恒壓的過程中，系統(tǒng)一直可以保持高效率。提出的半橋驅(qū)動的恒流恒壓切換方式，具有便捷性、成本低、高安全等特點，可用于無線電動汽車充電。另外，半橋驅(qū)動的無線電能傳輸技術(shù)或可用于多線圈傳輸以減少無源器件的使用。

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（編輯：劉琳琳）