摘"要：

針對級聯H橋型多電平逆變器開關器件隨逆變器輸出電平數增加顯著增多的問題，提出一種以功率開關器件-二極管為基本單元的新型多電平逆變器。該逆變器僅使用較少開關器件即可實現高質量電平輸出，且該拓撲開關損耗低、效率高，不僅易于擴展還能有效避免級聯單元間電流倒灌等問題。針對傳統正負反向層疊載波調制策略調制下逆變器存在級聯單元間輸出功率不均衡的問題，在傳統調制策略基礎上推導分析區(qū)域功率，提出了一種基于部分載波循環(huán)的功率均衡調制策略，并驗證了載波循環(huán)規(guī)律的普適性，所提調制策略能在保持輸出電壓波形質量不變的情況下，載波僅變換2（n-1）次即可在nTo/2內實現級聯單元輸出功率均衡以及開關損耗平均分配，并提高電源利用率。最后搭建兩單元七電平逆變器實驗平臺對所提調制策略進行了實驗驗證。

關鍵詞：新型多電平逆變器；開關損耗；電流倒灌；載波循環(huán)；區(qū)域功率重組；功率均衡

DOI：10.15938/j.emc.2024.01.015

中圖分類號：TM464

文獻標志碼：A

文章編號：1007-449X（2024）01-0152-12

Multilevel inverter based on power switchdiode basic unit and its power balance modulation strategy

YE Manyuan，"YU Shengming，"LIU Wenfang，"SHAO Yunpeng，"CHEN Yinbo，nbsp;XING Ruixin

（School of Electrical and Automation Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）

Abstract：

To solve the problem that the switching devices of cascaded Hbridge multilevel inverter increase significantly with the increase of inverter output levels， a new type of multilevel inverter based on power switching devicediode was proposed. The proposed inverter can achieve high quality level output with only a few switching devices， and the topology has low switching loss and high efficiency， which is not only easy to expand， but also effectively avoids problems such as current backflow between cascaded units. Under the pulse opposite disposition PWM， the inverter has the problem of unbalanced output power between units. Based on this modulation strategy and through the derivation and analysis of regional power， a power balance modulation strategy based on partial carrier cycle was proposed， and the universality of the carrier cycle law was verified. The proposed modulation strategy can achieve the output power balance of cascaded units and the average distribution of switching losses within nTo/2 after the carrier is transformed 2（n-1） times while keeping the output voltage waveform quality unchanged， and the power utilization is improved. Finally， the proposed modulation strategy is experimentally verified on the experimental platform of the twounit sevenlevel inverter.

Keywords：novel multilevel inverter; switching loss; current backflow; carrier rotation; regional power recombination; power balance

0"引"言

多電平逆變器可以產生高質量的階梯交流電壓，具有低諧波含量、開關狀態(tài)冗余以及共模電壓小等優(yōu)勢，可適用于各種電力場合[1]。傳統多電平逆變器包含中點鉗位型（neutral point clamped，NPC）、電容鉗位型（flying capacitor，FC）和級聯H橋型（cascaded Hbridge，CHB）3種，但它們存在一個很大的局限性，即器件數量會隨著電平數的增加而激增，其中NPC和FC逆變器拓撲在提升電平數的同時分別需要大量鉗位二極管和飛跨電容[2]。相比之下，CHB多電平逆變器因器件少、模塊化和可擴性強等優(yōu)點得到廣泛應用。

近年來，學者們根據CHB逆變器提出了基于基本單元級聯的逆變結構，根據獲取直流電平的方式可分為電容分壓型、懸浮電容型以及開關-電源型3種[3]。文獻[4]提出的電容懸浮型基本單元拓撲結構，盡管減少了拓撲中直流電壓源的數量，但是同時增加了電容數量，并沒有達到減少器件的目的，也不利于縮小逆變器的尺寸和重量，且電容電壓平衡問題使逆變器的控制難度增大。開關-電源型基本單元多電平逆變器為直流級聯型結構，可以有效地解決CHB逆變器等交流級聯拓撲由于冗余狀態(tài)存在的電流倒灌問題[5]，通常需要與獨立的H橋結構結合輸出多電平交流電壓。文獻[6]采用兩個直流源對稱分布的基本單元結構來減少開關器件的數量，增加了多電平逆變器的控制難度，同時難以實現級聯單元間輸出功率平衡。文獻[7]采用在H橋單元上增加直流源和開關管路徑來增加輸出電壓電平數，但該擴展方式靈活性低，擴展范圍小。文獻[8]利用半橋結構實現電壓電平數的增加，進一步減少了功率開關管的使用。

多電平逆變器的正常運行與其調制策略息息相關。傳統正負反向層疊（pulse opposite disposition PWM，PODPWM）調制策略通過控制多電平逆變器級聯單元投入運行數量來輸出連續(xù)變化的多電平PWM電壓波形，在實現逆變器輸出高質量電壓波形前提下，無法同時實現級聯單元間輸出功率均衡，降低逆變器使用壽命[9]。針對該問題，文獻[10]在傳統PODPWM的基礎上循環(huán)變換載波分布位置，實現了級聯單元間輸出功率均勻分布，該策略功率均衡的時間為3To/2（其中To為輸出周期），響應速度慢；文獻[11]則根據多電平逆變器級聯單元間具有多種輸出電壓組合的特性，通過控制各單元參與輸出PWM電壓脈沖的次序，使拓撲能在To/2內實現輸出功率均衡，但該調制策略只適用于低調制比場合，調制范圍窄。

本文以兩單元七電平逆變器為研究對象，首先通過與同類型級聯多電平逆變器拓撲對比分析，得出所提多電平逆變器拓撲具有功率器件數少，開關損耗低，效率高的優(yōu)勢。其次通過對傳統PODPWM調制策略下逆變器拓撲基本單元功率失衡進行分析，在該調制策略的基礎上提出一種基于部分載波循環(huán)的功率均衡調制策略，實現多電平逆變器在全調制度下基本單元間輸出功率均衡。進而將所提功率均衡調制策略推廣于n單元級聯逆變器，研究其載波循環(huán)規(guī)律。最后進行實驗驗證。

1"多電平逆變器拓撲結構

1.1"功率開關-二極管基本單元

功率開關-二極管基本單元如圖1所示，拓撲由直流源、功率開關管和二極管組成。

當有n個單元級聯時，所提基本單元有兩種工作模式：

1）功率開關Sn導通，二極管D通過開關管和直流源反向偏置關斷，此時輸出電壓VLoad為E+E/n；

2）當功率開關Sn關斷，二極管D導通，此時，負載電壓為E/n。

可知，通過控制開關管的導通與關斷可以實現基本單元工作在不同模式。

1.2"多電平逆變器拓撲擴展結構

基于功率開關-二極管基本單元多電平逆變器通用型拓撲結構如圖2所示。

所提拓撲由n個基本單元級聯與H橋串聯構成。前級級聯結構用于產生PWM波，后級結構用于改變前級電平極性，從而輸出連續(xù)變化的PWM交流電壓。逆變器輸出電壓電平數由參與工作的級聯單元數決定，逆變器輸出交流電壓為uo。

具有n個單元級聯的多電平逆變器可以輸出的最高電壓電平數（m）為

m=2n+3，n≥1。（1）

逆變器使用開關管數量（nsw）與最高電平數關系為

nsw=m+52。（2）

1.3"多電平逆變器拓撲擴展結構

為了體現所提多電平逆變器拓撲優(yōu)勢，表1列出了傳統CHB、NPC、文獻[8]、文獻[12]以及本文所提多電平逆變器拓撲在輸出電壓電平數均為m時，各拓撲所需獨立直流源數、功率開關管數、電容數、鉗位二極管數、開關管總電壓應力以及級聯單元數的對比。

圖3所示為表1中拓撲擴展時功率開關管數量與輸出電壓電平數m的關系曲線圖。圖4為拓撲開關總電壓應力隨電壓電平數變化的曲線圖。由圖3和表1可知，在相同輸出電平數下，所提多電平逆變器拓撲擴展時所需功率開關管數量最少，且隨輸出電壓電平數的增加，器件數增加速度最慢，拓撲成本低，有利于擴展，而且所提拓撲不需要電容等儲能元件，拓撲體積小，不存在電容均壓問題。同時根據圖4可知，所提拓撲開關管總電壓應力介于傳統CHB拓撲與文獻[8]和文獻[12]所提同類型級聯多電平逆變器拓撲之間，總電壓應力低。

通過上述分析，針對傳統CHB逆變器拓撲存在的電平數越多器件數越多的問題，本文所提基于功率開關-二極管基本單元級聯多電平逆變器有明顯的減少電力電子器件數的作用；而相比于同類新型單元級聯多電平逆變器拓撲，所提拓撲不僅有減少功率開關管數量的優(yōu)勢，同時其功率開關管總電壓應力更低，且電平數越多該優(yōu)勢越明顯。

2"兩單元七電平逆變器拓撲

本文以兩單元級聯七電平逆變器拓撲為對象進行分析研究，該拓撲結構如圖5所示。

圖5中U1和U2為基本級聯單元，串聯后構成逆變器前端結構U，電源E1、E2為基本單元內直流電壓源，兩者相等且大小為E。拓撲正常運行時，其輸出電流io為正弦波，可表示為

io=Isin（ωt+φ）。（3）

式中：I為輸出電流幅值；φ為功率因數角。

2.1"兩單元七電平逆變器工作原理

為了便于研究和分析，假設拓撲所用功率開關管均為理想器件。所提七電平逆變器工作在不同狀態(tài)下各個器件的開關狀態(tài)如表2所示，其中數字1、0表示開關管的開通與關斷，字母on、off表示二極管的導通與截止。

圖6所示為所提七電平逆變器拓撲輸出電壓為正值狀態(tài)下的工作電流路徑圖。圖中實線箭頭為拓撲輸出不同電平時電路工作電流路徑，由圖6和表2可知，所提逆變器在切換工作狀態(tài)時僅需對級聯單元中的一個開關管進行控制，進而通過控制H橋結構對輸出電平極性進行改變，實現七電平交流電壓的輸出，拓撲控制難度低，開關損耗小。

2.2"PODPWM調制策略

為減少傳統PODPWM調制策略載波數，根據載波自由度原理，改進后的調制如圖7所示。

由圖7可知，PODPWM調制策略共需要3個載波vcri（i=1、2、3）參與調制，其中載波vcr1控制H橋開關T1～T4，載波vcr2、vcr3則控制基本單元，且空間上均分布在時間軸上方。正弦調制波vm1的表達式為

vm1=3maEsin（ωt）。（4）

式中ma為調制比。

同時，圖7中X、Y為參考信號，A、B、C為調制波與載波交截得到的開關信號。其中信號C用于控制單元U2開關S2，信號B用于控制單元U1開關S1，信號A則用于控制H橋開關T1～T4。在圖示ma調制比下，傳統PODPWM策略控制的兩個基本單元均參與運行，此時不同單元的輸出電壓uU1、uU2脈沖寬度不相同，在同一輸出電流io時，各基本單元的輸出功率不等，逆變器級聯單元間存在功率失衡問題。

2.3"傳統PODPWM調制策略功率失衡分析

通過上述分析可知，基于功率開關-二極管基本單元多電平逆變器拓撲輸出電壓期望值應等于各級聯單元電壓開關周期平均值之和。本文將傳統PODPWM調制策略下逆變器拓撲輸出電壓波形按輸出周期劃分成4個計算區(qū)域，而每個區(qū)域內的基本單元都會輸出一種電壓波形，稱為基本電壓波形，如圖8所示。

圖8中各區(qū)域內級聯單元輸出電壓平均值與逆變器輸出電壓平均值始終為疊加關系，其uxy表示區(qū)域y（y=1，2，3，4）內基本單元Ux（x=1，2）的輸出電壓開關周期平均值波形。

式（5）、式（6）分別為區(qū)域1內級聯單元U1、U2的輸出電壓波形開關周期平均值表達式：

假設拓撲直流源電壓E以及輸出電流幅值I均恒定不變，圖9為調制比ma=0.9時，在基本電壓波形作用下，區(qū)域功率平均值隨負載功率因素角φ變化的函數曲線。

由圖9可知，正負半周期對應基本電壓u11和u13、u12和u14、u21和u23、u22和u24的區(qū)域功率平均值分別相等，有P11=P13、P12=P14、P21=P23、P22=P24。而當負載功率因數角φ=0時，有區(qū)域功率平均值P11=P13=P12=P14、P21=P23=P22=P24。

對于傳統PODPWM調制策略而言，級聯單元U1輸出電壓包含u11、u13、u12、u144種基本電壓波形，級聯單元U2輸出電壓有u21、u23、u22、u244種基本電壓波形，各單元輸出功率平均值Po1、Po2可表示為

通過對表達式（10）、式（11）分析，傳統PODPWM調制策略下所提逆變器級聯單元輸出功率在低調制度（0≤malt;1/3）下相等；而中高調制度（1/3≤malt;1）下各基本單元輸出功率并不相等，級聯單元間存在嚴重的功率不均衡問題。傳統PODPWM調制策略不具備功率均衡能力，則所提逆變器在低調制度下（0≤ma≤1/（n+1））能實現功率自然均衡。

通過上述分析，實現級聯單元間輸出功率均衡，可以根據表2中所列逆變器拓撲輸出電平合成時的冗余狀態(tài)，通過改變載波在空間的分布位置，使多電平逆變器在功率平衡周期內包含全部8種基本電壓波形u11～u24，此時逆變器可在2To內實現輸出功率均衡。

而根據圖9分析，逆變器區(qū)域功率平均值變化規(guī)律與負載功率因數有關。根據拓撲搭載負載的不同，本文提出兩種減少功率平衡周期內所須包含基本電壓波形種類的思路：

思路1：當負載功率因數角φ=0時，有區(qū)域功率P11=P13=P12=P14，P21=P23=P22=P24，功率平衡周期內需要包括的基本電壓波形可簡化為2種，但此思路下調制策略應用面窄，本文不作詳細研究。

思路2：當負載功率因數角任意時，有P11=P13、P12=P14、P21=P23、P22=P24，功率平衡周期內需包含4種基本電壓波形。

3"功率均衡調制策略

3.1"CRPODPWM調制原理

根據上文思路2，提出一種基于部分載波循環(huán)的正負反向層疊（carrierredistribution pulse opposite disposition，CRPODPWM）功率均衡調制策略，其調制原理如圖10所示。

由圖10可知，所提CRPODPWM策略下功率均衡周期內基本單元分別包含4種不同的基本電壓波形，其中單元U1包含u11、u22、u23、u14；單元U2包含u21、u12、u13、u24。通過對載波空間位置的重新分布，該調制策略下基本單元輸出電壓uU1、uU2波形脈沖寬度與開關次數在功率平衡周期內保持相等，提高了電源利用率。此時，載波在單周期內變換2次。

3.2"功率均衡分析

CRPODPWM調制策略下基本單元U1、U2的輸出功率平均Po1、Po2可表示為：

由式（13）可知， CRPODPWM調制策略下，逆變器基本單元U1、U2在全調制度下均能實現輸出功率均衡。

3.3"功率均衡調制策略推廣

為了推廣驗證CRPODPWM調制策略的普適性，本文將其應用至具有n個基本單元級聯的多電平逆變器拓撲中，并得出載波變換規(guī)律。將n+1個載波分別記為vcr1～vcr（n+1），擴展時載波應滿足：

1）重構的載波在各區(qū)域不重合，不錯相；且載波vcr1用于控制H橋開關管，不參與循環(huán)；

2）每個載波在循環(huán)周期內變換次數為2（n-1）；

3）控制單元i的載波vcr（i+1）以To/4為載波最小循環(huán)單元，在nTo/2載波循環(huán)周期內，載波分布關于中線t=nTo/4水平對稱。

將最小循環(huán)單位To/4標記為x，從上到下記載波位置lix為1～n，從左往右排列載波，控制單元i的載波前半功率均衡周期載波循環(huán)分布規(guī)律為：

根據式（14）規(guī)律，圖11驗證了CRPODPWM調制策略在三單元九電平逆變器上的應用。圖中級聯單元U1-U3在載波循環(huán)周期內的載波分布規(guī)律為：l11l12l13=123、l21l22l23=231、l31l32l33=312，且載波分布關于直線t=3To/4水平對稱，載波vcr1不作任何變換，載波循環(huán)周期為3To/2，即級聯單元最短可在3To/2內實現輸出功率均衡。

表3所列為各種功率均衡調制策略下級聯單元輸出功率均衡效果對比。表中對比項n為文獻中所研究拓撲級聯單元數，ta為實現功率均衡控制最短時間，tan為推廣至n個基本單元級聯時拓撲實現各單元輸出功率均衡所需的最短控制時間。

由表3可知，CRPODPWM功率均衡調制策略功率均衡周期為nTo/2，載波在單個循環(huán)周期內變換2（n-1）次，相比之下，所提調制策略實現功率均衡時間短，控制難度低，且適用于任意負載下的輸出功率均衡，負載特性更廣。

4"實驗驗證

4.1"靜態(tài)實驗驗證

為了驗證本文所提逆變器及CRPODPWM調制策略的合理性，本文以表4中參數為基礎，利用DSP+FPGA作為控制器，搭建了兩單元七電平逆變器拓撲實驗平臺，實驗連接圖如圖12所示。

圖13為CRPODPWM策略下，調制度ma=0.9時，基本單元U1、U2以及拓撲輸出電壓波形及頻譜圖。

由圖13可知，CRPODPWM策略下各級聯單元輸出電壓極性始終相同，基本單元間不存在電流倒灌問題，逆變器輸出電壓uo為連續(xù)變化的七電平PWM波。同時，各基本單元輸出電壓波形uU1、uU2脈沖寬度相等，有利于提高功率開關管利用率，延長逆變器拓撲使用壽命。由圖13（c）可知，逆變器輸出電壓諧波特性主要分布在以3kHz為中心的邊帶諧波附近。

圖14為傳統PODPWM策略下，調制度ma=0.9時，所提七電平逆變器拓撲輸出實驗波形。

由圖14可知，傳統PODPWM調制策略下各級聯單元輸出電壓極性同樣相同，因此，所提拓撲具有級聯單元間不存在電流倒灌問題的優(yōu)點。同時，拓撲輸出電壓uo為連續(xù)變化的七電平PWM波，負載電流io為標準正弦波。但該調制策略下拓撲基本單元輸出電壓波形uU1、uU2脈沖寬度不相等，基本單元工作時間不相等，電源利用率低，不利于延長拓撲使用壽命。

圖15為傳統PODPWM和CRPODPWM調制策略控制下，所提七電平逆變器輸出電壓THD值隨調制度變化曲線。由圖可知，兩種調制策略下逆變器輸出電壓諧波特性完全一致，CRPODPWM功率調制策略在實現級聯單元輸出功率均衡的同時不會影響輸出電壓波形質量，該調制策略能實現功率均衡與輸出電壓諧波特性的協調控制。

圖16所示為表1所列級聯型七電平逆變器在傳統PODPWM策略下各輸出電壓THD值隨調制度變化的對比曲線。由圖可知，隨著調制度的增加，文獻[12]所提開關電容級聯型拓撲由于電容的均壓問題，輸出電壓THD值最高，波形質量最差；而本文所提拓撲與傳統CHB逆變器及文獻[8]所提半橋級聯型拓撲輸出電壓THD值相當，表明在減少功率器件數的同時不會影響高質量電壓輸出。

圖17所示為CRPODPWM調制策略下級聯單元U1、U2內直流源E1、E2的輸出瞬時功率實驗波形，其值為直流源電壓與基本單元輸出電流乘積。根據測量，直流源E1、E2在To內的平均輸出功率分別為284.4、284.3 W，兩組數據比值為1∶1。表明該CRPODPWM功率均衡調制策略可以實現級聯單元間輸出功率的均勻分布，且功率均衡周期為To。

為了驗證不同調制度下CRPODPWM策略的功率均衡效果。圖18為調制度ma=0.6時，直流源E1、E2輸出功率實驗波形。經測量，PE1、PE2分別為79.28和79.19 W，二者比值等于1∶1。表明 CRPODPWM功率均衡調制策略在調制度ma=0.6時也能實現級聯單元間輸出功率均衡。

4.2"動態(tài)實驗驗證

圖19所示為調制度ma=0.9時，逆變器負載由R2（50 Ω，PF=1）切換至R1L1（50 Ω-10 mH，PF=0.99），單元直流源E1、E2的輸出瞬時功率曲線。圖中負載突變時拓撲輸出波形維持穩(wěn)定，所提拓撲穩(wěn)定性好。當負載為R2時，級聯單元直流源輸出平均功率PE1、PE2分別為96.16、96.08 W；而負載變化為R1L1（50 Ω-10 mH，PF=0.99）時，直流源輸出平均功率PE1、PE2變?yōu)?9.28、79.19 W。表明CRPODPWM調制策略在切載時仍能維持各級聯單元輸出功率均衡，其功率均衡效果與逆變器負載特性無關。

由上文可知，CRPODPWM功率均衡調制策略不受調制度和負載特性影響，在不同調制度以及不同負載特性下，均能在nTo/2內實現單元間的功率均衡，且載波循環(huán)時將切換2（n-1）次。因此，該調制策略適用于負載多變的實際應用場合。

4.3"開關損耗分析

比較表1中所列對稱級聯型逆變器拓撲功率開關管在切換過程中的開關損耗，利用瞬時電流和電壓的線性近似值得到功率開關管開啟損耗和關斷損耗為：

式中M為常數且M= （1/6）Io（ton+toff）。

利用式（18）求解對稱七電平CHB逆變器拓撲平均開關損耗。假設拓撲12個功率開關管均以開關頻率fs工作，電壓應力為E，其平均開關損耗為

Ps，CHB=12MEfs。（19）

而本文所提七電平逆變器拓撲基本單元中2個功率開關管電壓應力為E，同時用于改變輸出電壓電平極性的4個功率開關管在切換開關狀態(tài)時電壓應力為E。考慮到最壞情況，假設用于替換功率開關管的兩個二極管開關損耗等于功率開關管開關損耗，則拓撲平均開關損耗Ps，7L為

Ps，7L=M（2Efs+4Efs+2Efs）=8MEfs。（20）

同理，文獻[12]所提拓撲平均開關損耗為

Ps，［19］=M（4Efs+4Efs）=8MEfs。（21）

由于文獻[8]中H橋模塊功率開關管工作頻率為基頻f0，而開關頻率fs遠大于基頻f0，故考慮其開關損耗可忽略不計，則該拓撲平均開關損耗為

Ps，［13］=M（6Efs+4Ef0）=6MEfs。（22）

根據式（19）～式（22）可知，文獻[8]、文獻[12]以及本文所提七電平逆變器拓撲產生的開關損耗均低于傳統七電平CHB逆變器拓撲，同時本文所提七電平逆變器拓撲開關損耗約為相同運行條件下對稱七電平CHB逆變器開關損耗的66.7%。相比之下，新型基本單元級聯多電平逆變器功率器件數更少，開關損耗也更低，效率更高。

5"結"論

本文提出了一種基于功率開關-二極管基本單元多電平逆變器拓撲結構，同時為了解決拓撲在全調制度下級聯單元間輸出功率不均衡的問題，通過對基本電壓波形及區(qū)域功率的分析量化，提出了CRPODPWM功率均衡調制策略。結論如下：

1）所提多電平逆變器采用基本單元級聯的模塊化設計，使用較少功率開關器件便能實現高質量電平輸出，具有電壓應力低、開關損耗小、效率高、穩(wěn)定且易于擴展等優(yōu)點，同時還能有效避免級聯單元間電流倒灌等問題。且在低調制度（0≤ma≤1/（n+1））下各級聯單元間還能實現輸出功率自均衡。

2）所提CRPODPWM功率均衡調制策略實現了功率均衡與輸出高質量電壓波形的協調控制，該調制策略功率均衡周期為nTo/2，周期內載波切換2（n-1）次，且該策略適用于任意切換負載，應用普適性強。

參 考 文 獻：

［1］"葉滿園，聶宇. 三相級聯H橋光伏并網控制研究［J］.華東交通大學學報， 2019， 36（2）： 99.

YE Manyuan， NIE Yu. Study on control of threephase cascaded Hbridge PV grid［J］. Journal of East China Jiaotong University， 2019， 36（2）： 99.

［2］"DARGAHI V， SADIGH A K， et al.A new family of modular multilevel converter based on modified flyingcapacitor multicell converters［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2015， 30（1）：138.

［3］"李永東，徐杰彥，楊涵棣， 等. 多電平變換器拓撲結構綜述及展望［J］. 電機與控制學報，2020，24（9）：1.

LI Yongdong， XU Jieyan， YANG Handi， et al. Overview and prospect of multilevel converter topology［J］. Electric Machines and Control，2020，24（9）：1.

［4］"HE L，CHENG C. A bridge modular switchedcapacitorbased multilevel inverter with optimized SPWM control method and enhanced powerdecoupling ability［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2017， 65（8）： 6140.

［5］"葉滿園，彭瑞凡，童子威，等. 混合級聯九電平逆變器功率均衡調制策略研究［J］. 中國電機工程學報，2021，41（18）：6350.

YE Manyuan， PENG Ruifan， TONG Ziwei， et al. Research on power balance modulation strategy of hybrid cascaded ninelevel inverter ［J］. Proceedings of the CSEE， 2021，41（18）：6350.

［6］"BABAEI E， LAALI S， ALILU S. Cascaded multilevel inverter with series connection of novel Hbridge basic units［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2014，61（12）：6664.

［7］"SHALCHI ALISHAH R，NAZARPOUR D，HOSSEINI S H，et al. Reduction of power electronic elements in multilevel converters using a new cascade structure［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2015，62（1）：256.

［8］"葉滿園，康翔，李宋. 半橋級聯多電平逆變器拓撲結構及其調制方法［J］. 電力系統及其自動化學報，2017，29（9）：61.

YE Manyuan， KANG Xiang， LI Song. Topology of cascaded multilevel inverter with half Hbridge and its modulation method ［J］. Journal of Electric Power Systems and Automation，2017，29（9）：61.

［9］"陳仲，許亞明，那顯龍，等. 級聯型多電平逆變器輸出電壓循環(huán)分配的功率均衡控制及優(yōu)化［J］. 中國電機工程學報，2018，38（4）：1132.

CHEN Zhong， XU Yaming， NA Xianlong， et al. Power balance control and optimization methods with output voltage rotation for cascaded multilevel inverter ［J］. Proceedings of the CSEE， 2018，38（4）：1132.

［10］"陳仲，孫健博，許亞明，等. 基于半周期輸出脈沖循環(huán)的級聯型逆變器輸出均衡控制策略［J］. 中國電機工程學報，2020，40（16）：5314.

CHEN Zhong， SUN Jianbo， XU Yaming， et al. Output equalization control strategy of cascaded inverter based on halfperiod output pulse cycle［J］. Proceedings of the CSEE， 2020， 40（16）： 5314.

［11］"李繼華．級聯多電平逆變器功率均衡和功率匹配調制策略研究［D］．武漢：華中科技大學，2013.

［12］"BABAEI E，GOWGANI S S.Hybrid multilevel inverter using switched capacitor units［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2014，61（9）：4614.

［13］"孫宜峰，阮新波.級聯型多電平逆變器的功率均衡控制策略［J］.中國電機工程學報，2006，26（4）：126.

SUN Yifeng， RUAN Xinbo. Power balance control schemes of cascaded multilevel inverter ［J］. Proceedings of the CSEE，2006，26（4）：126.

［14］"葉滿園，任威，吳韓，等. 基于TPWM的CHB多電平逆變器功率均衡策略研究［J］.高電壓技術，2020，46（8）：2749.

YE Manyuan， REN Wei， WU Han， et al. Research on power balance strategy of CHB multilevel inverter based on TPWM［J］. High Voltage Technology，2020，46（8）：2749.

［15］"GUPTA K K， JAIN S. A novel multilevel inverter based on switched DC sources［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2014，61（7）：3269.

（編輯：劉素菊）

收稿日期： 2022-05-12

基金項目：國家自然科學基金（52267014）

作者簡介：葉滿園（1978—），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子與電力傳動；

喻生銘（1996—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動;

劉文芳（1997—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動；

邵云鵬（1998—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動；

陳銀波（1995—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動；

邢瑞新（1997—），女，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。

通信作者：喻生銘