夏長(zhǎng)江 唐 歡 韓民曉 林佳鑫

(1.國(guó)網(wǎng)眉山供電公司 眉山 620000；2.華北電力大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院 北京 102206)

1 引言

當(dāng)模塊化多電平換流器(Modular multilevel converter，MMC)子模塊個(gè)數(shù)較多時(shí)，采用最近電平逼近調(diào)制(Nearest-level modulation，NLM)能夠降低諧波含量、減小運(yùn)行損耗。因此基于NLM 的MMC被廣泛應(yīng)用于柔性直流輸電、清潔能源并網(wǎng)輸送以及動(dòng)態(tài)無(wú)功補(bǔ)償?shù)阮I(lǐng)域[1-2]。子模塊(Sub-module，SM)故障是MMC 的一種常見(jiàn)故障，為降低子模塊故障導(dǎo)致MMC 退出運(yùn)行的風(fēng)險(xiǎn)，其橋臂通常配備了冗余子模塊。根據(jù)冗余子模塊電容是否充電，可分為熱備用子模塊(Hot-reserved SM，HRSM)與冷備用子模塊(Cold-reserved SM，CRSM)。

在冗余子模塊全部為HRSM 的MMC(以下簡(jiǎn)稱熱備用MMC)中，子模塊故障發(fā)生后，控制器可迅速將故障子模塊旁路，然后通過(guò)HRSM 替換故障子模塊，能夠快速恢復(fù)MMC 的輸出性能。針對(duì)熱備用MMC，文獻(xiàn)[3]建立了子模塊故障后的環(huán)流數(shù)學(xué)模型，分析了故障相環(huán)流中奇次諧波分量的產(chǎn)生機(jī)理，并采用了重復(fù)控制器對(duì)環(huán)流奇次諧波進(jìn)行抑制。當(dāng)熱備用MMC 中的故障子模塊退出運(yùn)行后，將出現(xiàn)橋臂參數(shù)不對(duì)稱運(yùn)行情況，進(jìn)而故障相產(chǎn)生環(huán)流奇次諧波。由于環(huán)流奇次諧波將進(jìn)一步增大MMC的運(yùn)行損耗，同時(shí)影響MMC 的輸出性能，現(xiàn)有研究中主要采用了特定頻次的諧波抑制器[4-6]，改進(jìn)調(diào)制方式[7-8]，改變電容參考電壓與平衡橋臂功率等方法來(lái)抑制環(huán)流奇次諧波[9]。由于熱備用MMC 的環(huán)流抑制策略需要考慮奇次諧波抑制能力，因此將增加MMC 控制策略設(shè)計(jì)的復(fù)雜度，同時(shí)增大控制器的運(yùn)算負(fù)擔(dān)。此外，HRSM 參與調(diào)制運(yùn)行將增大MMC 的運(yùn)行損耗[8]。

若MMC 冗余子模塊采用冷備用方式，雖然CRSM 替換故障子模塊后環(huán)流不會(huì)出現(xiàn)奇次諧波，但CRSM 投入前需要耗費(fèi)較長(zhǎng)的時(shí)間進(jìn)行充電[10]，無(wú)法實(shí)現(xiàn)子模塊故障后MMC 輸出性能的快速恢復(fù)。文獻(xiàn)[11]提出了一種MMC 冗余子模塊采用冷熱混合備用的容錯(cuò)策略，該策略中部分冗余子模塊采用熱備用方式，其余部分采用冷備用方式。但該文獻(xiàn)中HRSM 不參與MMC 的調(diào)制運(yùn)行，因此HRSM替換故障子模塊前需要進(jìn)行補(bǔ)充充電。此外，文獻(xiàn)[11]并未分析CRSM 充電轉(zhuǎn)為HRSM 的過(guò)程，也未對(duì)CRSM 的充電過(guò)程進(jìn)行控制。

針對(duì)當(dāng)前冗余容錯(cuò)控制策略存在的不足，本文首先改進(jìn)了混合備用容錯(cuò)策略，將HRSM 投入?yún)⑴cMMC 的調(diào)制運(yùn)行，避免了HRSM 替換故障子模塊時(shí)的充電過(guò)程；提出了冗余子模塊冷熱備用子模塊數(shù)量的分配方法。此外，為降低CRSM 充電過(guò)程造成的MMC 環(huán)流與輸出電壓的波動(dòng)，本文針對(duì)基于NLM 的MMC，提出了一種有效的CRSM 充電控制策略。采用改進(jìn)的混合備用容錯(cuò)策略時(shí)，不僅能夠減小MMC 的容錯(cuò)策略復(fù)雜度與運(yùn)行損耗，同時(shí)還降低了容錯(cuò)過(guò)渡過(guò)程中MMC 故障相環(huán)流及輸出功率的波動(dòng)。最后仿真表明，本文改進(jìn)的冷熱混合備用容錯(cuò)策略能夠有效地降低子模塊故障對(duì)MMC 輸出性能的影響。

2 MMC 子模塊損耗及故障率分析

三相MMC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示，MMC 每相由上下兩個(gè)橋臂、橋臂電感L與橋臂等效電阻R組成，每個(gè)橋臂由N個(gè)運(yùn)行子模塊和M個(gè)冗余子模塊組成。本文中MMC 采用半橋型子模塊，其結(jié)構(gòu)如圖1 所示，圖中C為子模塊電容值，UC0為子模塊額定電容電壓值，根據(jù)(Insulated gate bipolar translator，IGBT)的不同開(kāi)關(guān)狀態(tài)，子模塊可處于閉鎖、投入以及切除3 種狀態(tài)。當(dāng)T1、T2均處于關(guān)斷時(shí)，為閉鎖狀態(tài)，一般用于MMC 啟動(dòng)時(shí)電容充電；當(dāng)T1導(dǎo)通T2關(guān)斷時(shí)，為投入狀態(tài)，子模塊電容輸出電壓；當(dāng)T1關(guān)斷T2導(dǎo)通時(shí)，為切除狀態(tài)，子模塊不參與MMC 輸出。ZL為等效負(fù)載阻抗。

圖1 三相MMC 結(jié)構(gòu)圖

根據(jù)MMC 運(yùn)行原理，其上、下橋臂參考電壓分別為

式中，uauref、ualref分別為上、下橋臂參考電壓；Udc為直流側(cè)電壓；Uam=mUdc/2為交流側(cè)輸出電壓幅值；m為交流電壓調(diào)制比；ω為角頻率。基于NLM的MMC 上、下橋臂開(kāi)關(guān)函數(shù)表達(dá)式如下所示[12]

式中，Nauf、Nalf分別為上、下橋臂故障子模塊數(shù)量。根據(jù)現(xiàn)有文獻(xiàn)可得出以下環(huán)流相關(guān)結(jié)論。

(1) 當(dāng)Nauf=Nalf時(shí)，故障相中基頻與三倍頻分量幅值相等但符號(hào)相反，基頻與三倍頻可相加抵消，因此不會(huì)在環(huán)流中產(chǎn)生基頻與三倍頻諧波。

(2) 若Nauf≠Nalf，故障相中基頻與三倍頻分量幅值不相等，將導(dǎo)致環(huán)流出現(xiàn)基頻與三倍頻諧波，進(jìn)而影響MMC 的輸出性能，同時(shí)將導(dǎo)致MMC 功率損耗增大。

由上述分析可知，當(dāng)Nauf≠Nalf時(shí)，由于上下橋臂中正常運(yùn)行子模塊數(shù)目不相等，將導(dǎo)致環(huán)流中出現(xiàn)基頻與三倍頻諧波。因此，為降低環(huán)流對(duì)MMC輸出性能的影響，必須采用相應(yīng)的環(huán)流諧波抑制策略，但這將增加換流器控制設(shè)計(jì)的復(fù)雜度。

2.1 熱備用MMC 子模塊損耗分析

現(xiàn)有熱備用MMC 研究中，根據(jù)HRSM 是否參與MMC 調(diào)制輸出，可分為真熱備用與偽熱備用兩種方式。然而，采用偽熱備用時(shí)，故障子模塊替換不滿足快速性要求，所以現(xiàn)有研究主要采用真熱備用方式。但HRSM 參與調(diào)制，必定會(huì)增加換流器的損耗。

由文獻(xiàn)[13]可知，換流器功率損耗主要由IGBT與二極管的導(dǎo)通損耗和開(kāi)關(guān)損耗組成，并且功率損耗將主要造成器件結(jié)溫的升高。采用真熱備用時(shí)，HRSM 增加了橋臂電流通過(guò)的子模塊數(shù)量，HRSM中將產(chǎn)生導(dǎo)通損耗，因此HRSM 增大了換流器的導(dǎo)通損耗。又由文獻(xiàn)[14]可知，子模塊導(dǎo)通損耗略大于開(kāi)關(guān)損耗，約為總損耗的60%。以張北柔直工程換流器為例，其子模塊冗余比率為8%[15]，若HRSM采用真熱備用方式時(shí)，換流器損耗會(huì)比無(wú)HRSM 時(shí)增大約4.8%。

此外現(xiàn)有研究表明，55%的電力電子器件失效由溫度升高引起，并且溫度升高將會(huì)加速器件的老化[16-17]。由于HRSM的導(dǎo)通損耗將導(dǎo)致IGBT與二極管的結(jié)溫升高，因此HRSM 中電力電子器件將存在升溫老化。在混合備用MMC 中，由于僅較少部分的冗余子模塊為HRSM，其余冗余子模塊均為CRSM，因此混合備用MMC 中換流器損耗不會(huì)明顯增大。

2.2 子模塊可靠性及故障率分析

MMC 由SM 級(jí)聯(lián)而成，SM 故障將導(dǎo)致MMC無(wú)法正常工作。如圖1 所示，半橋型子模塊由多個(gè)電力電子器件組成，其中包含電容C，開(kāi)關(guān)器件T1和T2以及二極管D1、D2。根據(jù)文獻(xiàn)[18]，SM 故障主要由電力電子器件故障造成，同時(shí)該文獻(xiàn)中給出了SM 中各元件年故障率，如表1 所示。假設(shè)各元件壽命服從指數(shù)分布[18]，則可得可靠性表達(dá)式如式(5)所示

表1 子模塊電力電子元件故障率

式中，λ為年故障率，R(t)為可靠性。由此可得子模塊可靠性表達(dá)式如式(6)所示

將式(5)代入式(6)，可得子模塊故障率表達(dá)式如式(7)所示

式中，λC、λT和λD分別表示子模塊電容、開(kāi)關(guān)器件和二極管的年故障率。此外根據(jù)文獻(xiàn)[18]分析，當(dāng)MMC 各橋臂冗余子模塊數(shù)M與運(yùn)行子模塊數(shù)N的比值為0.1(即冗余率為10%)時(shí)，MMC 具有較高的可靠性和經(jīng)濟(jì)性，因此本文分析中，選用橋臂子模塊冗余率為10%。

根據(jù)文獻(xiàn)[11]分析，當(dāng)MMC 冗余子模塊采用冷熱混合備用時(shí)，當(dāng)HRSM 完成對(duì)故障子模塊的替換后，CRSM 子模塊需要充電轉(zhuǎn)為HRSM。由于CRSM 充電需要時(shí)間，若充電過(guò)程中再次發(fā)生子模塊故障，則該容錯(cuò)策略不能平滑地進(jìn)行容錯(cuò)控制。由文獻(xiàn)[11]可知，CRSM 充電耗時(shí)約為0.2 s，為提高分析的可靠性，本文選用充電時(shí)間為2 s，以計(jì)算CRSM 充電過(guò)程中MMC 同一橋臂再次發(fā)生子模塊故障的概率。本節(jié)分析中選定N=20，M=2，結(jié)合式(7)，可得MMC 同一橋臂在2 s 內(nèi)發(fā)生兩個(gè)子模塊故障的概率表達(dá)式如下所示

根據(jù)表1 數(shù)據(jù)，代入式(8)計(jì)算后可得λMMCf_2=1.700×10-8。因此在MMC 中，CRSM 充電過(guò)程中再次發(fā)生子模塊故障的概率極低。

由第2 節(jié)分析可知，熱備用MMC 中需要設(shè)置環(huán)流奇次諧波抑制策略，同時(shí)還存在換流器損耗增大，冗余子模塊電力電子器件加速老化等缺點(diǎn)。為避免上述問(wèn)題，本文提出了改進(jìn)型混合備用容錯(cuò)控制策略。

3 改進(jìn)型混合備用容錯(cuò)策略

當(dāng)MMC 無(wú)子模塊故障發(fā)生時(shí)，由于文獻(xiàn)[11]中HRSM 不參與MMC 的運(yùn)行調(diào)制，HRSM 將因電容電荷泄漏導(dǎo)致電壓降低。所以當(dāng)子模塊故障發(fā)生時(shí)，HRSM 需要經(jīng)過(guò)短暫的充電，才能完成對(duì)故障子模塊的替換。本文首先改進(jìn)了混合備用容錯(cuò)策略，使HRSM 參與MMC 的調(diào)制輸出，當(dāng)子模塊故障時(shí)，HRSM 能夠快速無(wú)縫地完成對(duì)故障子模塊的替換。完成對(duì)故障子模塊的替換后，為防止上、下橋臂不對(duì)稱運(yùn)行產(chǎn)生環(huán)流奇次諧波，與故障子模塊相同數(shù)量的CRSM 應(yīng)進(jìn)行充電轉(zhuǎn)變?yōu)镠RSM 參與運(yùn)行，恢復(fù)各橋臂運(yùn)行子模塊數(shù)量的平衡。然而CRSM 轉(zhuǎn)變?yōu)镠RSM 運(yùn)行前，需要將子模塊電容充電至額定值。文獻(xiàn)[11]雖提出將HRSM 投入充電，但并未對(duì)電容的充電過(guò)程進(jìn)行控制。因此，CRSM 充電過(guò)程中將會(huì)導(dǎo)致MMC 故障相環(huán)流和輸出功率產(chǎn)生明顯的波動(dòng)，影響MMC 的輸出性能。為解決該問(wèn)題，本文提出了一種CRSM 的平滑充電控制策略。CRSM 完成充電后，各橋臂運(yùn)行子模塊數(shù)目恢復(fù)相等。僅需采用二倍頻環(huán)流抑制策略，即可滿足故障前后的環(huán)流抑制要求，無(wú)需考慮環(huán)流抑制策略的奇次諧波抑制能力。

3.1 橋臂輸出電壓分析

以上橋臂為例，設(shè)上橋臂參考電壓uauref與橋臂實(shí)際輸出電壓uau之差為Δuau。MMC 采用NLM 時(shí)，橋臂投入子模塊數(shù)由橋臂參考電壓值與子模塊額定電壓值之商，再經(jīng)過(guò)四舍五入取整后求得。根據(jù)四舍五入取整運(yùn)算規(guī)則，采用NLM 時(shí)，uauref與uau之差的絕對(duì)值應(yīng)不超過(guò)0.5UC0。設(shè)由NLM 中取整導(dǎo)致的uauref與uau的差值為調(diào)制差值Δuaum。但隨著橋臂子模塊電容充放電，電容電壓值將出現(xiàn)波動(dòng)，由文獻(xiàn)[19]可知電容電壓波動(dòng)公式如下所示[20-21]

式中，UC為子模塊電容電壓值。如式(11)所示，子模塊電容電壓將圍繞額定值UC0波動(dòng)，其波動(dòng)幅值與交流側(cè)電流、子模塊電容值、功率因數(shù)以及調(diào)制比等參數(shù)相關(guān)。為進(jìn)一步分析Δuau的數(shù)值以及分布情況，基于PSCAD/EMTDC 仿真平臺(tái)搭建了N=18，Udc=20 kV，UC0=1.11 kV，m=0.9，負(fù)載阻抗ZL=200 ?的仿真模型。仿真模型中子模塊電壓波動(dòng)圖如圖2所示，當(dāng)子模塊電壓波動(dòng)時(shí)，橋臂實(shí)際輸出電壓值也相應(yīng)產(chǎn)生波動(dòng)。設(shè)子模塊電容電壓波動(dòng)導(dǎo)致的uauref與uau的差值為波動(dòng)差值Δuauf。因此，橋臂電壓差值Δuau由調(diào)制差值Δuaum與波動(dòng)差值Δuauf共同決定，Δuaum與Δuauf之和等于Δuau。如圖3 所示，橋臂電壓波峰處Δuau值最大。由于在工程應(yīng)用中，測(cè)量橋臂輸出電壓難度較大，因此本文中上橋臂實(shí)際輸出電壓uau應(yīng)當(dāng)由投入的子模塊電壓之和求得，當(dāng)上橋臂SM1發(fā)生子模塊故障被旁路后，其橋臂子模塊數(shù)為N-1，則uau表達(dá)式如下

圖2 上橋臂子模塊電壓波動(dòng)圖

圖3 橋臂電壓對(duì)比圖

式中，Saui為第i個(gè)子模塊的開(kāi)關(guān)函數(shù)，Saui等于0或1，分別表示該子模塊為切除或投入狀態(tài)；uaui為第i個(gè)子模塊電容電壓。為便于闡述，設(shè)被充電的CRSM 為CRSM1，其上、下IGBT 開(kāi)關(guān)信號(hào)分別為Sup、Slow，橋臂電流為iau，其正方向?yàn)樽⑷胱幽K方向。為直觀展示Δuau分布情況，圖4 分為六個(gè)區(qū)間對(duì)Δuau分布比率進(jìn)行了統(tǒng)計(jì)。

圖4 Δuau 分布比率

3.2 CRSM 充電控制策略

本文的CRSM充電控制目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)CRSM的平滑充電，降低充電過(guò)程對(duì)MMC 輸出性能的影響。根據(jù)第3.1 節(jié)分析，由于Δuau的存在，因此在充電過(guò)程中，可以將被充電的CRSM1電容視為一個(gè)變化的電壓源，CRSM1的投入可視為對(duì)橋臂實(shí)際輸出電壓值的補(bǔ)充，從而改變?chǔ)au值。因此，當(dāng)CRSM1投入充電時(shí)，若將Δuau控制在合理范圍內(nèi)，則不會(huì)對(duì)所在橋臂輸出電壓造成較大影響，進(jìn)而能夠?qū)崿F(xiàn)平滑充電。由第3.1 節(jié)分析可知，Δuau等于Δuaum與Δuauf之和，但Δuauf與交流側(cè)輸出電流、調(diào)制比等因素相關(guān)，具有不確定性。因此本文充電策略設(shè)計(jì)中主要考慮Δuaum。根據(jù)NLM 原則可知，Δuaum的絕對(duì)值小于0.5UC0。然而為了不過(guò)分增大Δuau，同時(shí)結(jié)合圖4 進(jìn)行分析，兼顧充電速度。本文的充電控制策略設(shè)計(jì)原則為：投入CRSM1充電后，Δuau的絕對(duì)值小于0.4UC0。

為便于分析，設(shè)未投入CRSM1充電時(shí)，uauref與uau差值的絕對(duì)值為Δuau0；設(shè)CRSM1投入充電時(shí)，uauref與uau差值的絕對(duì)值為Δuauc。此外，設(shè)CRSM1電容電壓為ucrsm，上橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)為K。本文提出的充電控制策略分為兩部分，分別為K+1 充電控制與K-1 充電控制。

(1)K+1 充電控制是指，當(dāng)iau>0 且Δuau0滿足閾值要求時(shí)，投入CRSM1進(jìn)行充電。由于控制設(shè)計(jì)要求充電過(guò)程中Δuauc的絕對(duì)值小于0.4UC0，則其表達(dá)式如下所示

根據(jù)式(13)與式(14)則可求得K+1 充電控制下Δuau0的閾值如下

當(dāng)Δuau0滿足式(15)所示閾值要求時(shí)，則投入CRSM1進(jìn)行充電。由于充電時(shí)橋臂實(shí)際投入子模塊數(shù)變?yōu)镵+1，所以該充電控制方法被稱為K+1 充電控制。

(2)K-1 充電控制是指，當(dāng)iau>0 且Δuau0滿足閾值要求時(shí)，首先切除一個(gè)投入的正常子模塊，再投入CRSM1進(jìn)行充電。由于切除了一個(gè)投入的子模塊，所以Δuauc表達(dá)式如下

由式(13)、式(16)可求得K+1 充電控制下Δuau0的閾值如下

由于該充電控制下需要先切除一個(gè)投入的子模塊，然后再投入CRSM1進(jìn)行充電，所以被稱為K-1充電控制。結(jié)合圖4 與式(13)、式(15)分析可知，當(dāng)CRSM1電容電壓ucrsm較小時(shí)，滿足式(13)的Δuau0比率較高，滿足式(15)的比率較低。但隨著ucrsm的增大，滿足式(13)的Δuau0比率將降低，滿足式(15)的Δuau0比率將升高。因此在K+1 與K-1 充電控制下，可以始終保持較高的充電速度，同時(shí)也能有效地降低對(duì)橋臂實(shí)際輸出電壓的影響。

采用本文提出的容錯(cuò)控制策略時(shí)，當(dāng)檢測(cè)到子模塊故障發(fā)生后，首先旁路故障子模塊，由于HRSM參與MMC 的調(diào)制運(yùn)行，所以故障橋臂能夠正常穩(wěn)定地輸出電壓。當(dāng)故障子模塊被旁路后，根據(jù)K+1與K-1 充電控制策略，檢測(cè)到Δuau0滿足閾值要求且iau大于0 時(shí)，導(dǎo)通Sup、關(guān)斷Slow對(duì)CRSM1進(jìn)行充電，反之關(guān)斷Sup、導(dǎo)通Slow切除CRSM1。當(dāng)ucrsm大于0.95UC0時(shí)，則判定充電完成，CRSM1轉(zhuǎn)為HRSM 參與MMC 的調(diào)制運(yùn)行，至此容錯(cuò)控制完成，MMC 恢復(fù)正常工作狀態(tài)。

3.3 冗余子模塊冷熱備用分配方法

根據(jù)第2.2 節(jié)分析，若MMC 子模塊在CRSM充電過(guò)程中，故障子模塊數(shù)量超過(guò)HRSM 數(shù)量則MMC 無(wú)法實(shí)現(xiàn)平滑的容錯(cuò)控制。因此本文提出的策略中，將10%的冗余子模塊設(shè)置為HRSM，其余冗余子模塊則設(shè)置為CRSM，可得HRSM 數(shù)量表達(dá)式如下

式中，M為冗余子模塊數(shù)量；MR為HRSM 數(shù)量；為向上取整符號(hào)。因此根據(jù)式(8)，可得MMC 在CRSM 充電過(guò)程中出現(xiàn)故障子模塊數(shù)量大于MR的概率表達(dá)式如式(17)所示

為驗(yàn)證本節(jié)提出的冗余子模塊冷熱備用分配方法，選定橋臂子模塊數(shù)分別為20、100、200、300、500 的MMC，M=時(shí)，分別驗(yàn)證MMC 在CRSM 充電過(guò)程中出現(xiàn)故障子模塊數(shù)量大于MR的概率，計(jì)算結(jié)果如表2 所示。

表2 不同MMC 中 λM MCf_ M R 值

根據(jù)表2 可知，在不同橋臂子模塊數(shù)下，本文提出的冗余子模塊冷熱備用分配方法下，CRSM 充電過(guò)程中出現(xiàn)故障子模塊數(shù)量大于MR的概率極低，因此滿足MMC 穩(wěn)定運(yùn)行的需要。

根據(jù)上述分析，可得本文提出的容錯(cuò)控制策略流程圖如圖5 所示。

圖5 容錯(cuò)控制流程圖

4 仿真分析

本文基于PSCAD/EMTDC 平臺(tái)搭建了三相MMC 仿真模型，分別對(duì)混合備用方式下CRSM 無(wú)控制充電以及本文提出的CRSM 充電控制策略進(jìn)行仿真。仿真模型結(jié)構(gòu)如圖1 所示，主要參數(shù)如表3所示。仿真模型中設(shè)置t=0.1 s 時(shí)上橋臂SM1發(fā)生故障，假定故障偵測(cè)策略有效工作且反應(yīng)迅速，SM1迅速被旁路退出運(yùn)行，同時(shí)HRSM 完成對(duì)故障子模塊的替換并開(kāi)斷CRSM1的旁路開(kāi)關(guān)開(kāi)始進(jìn)行充電。

表3 仿真模型主要參數(shù)

首先，對(duì)CRSM1的充電過(guò)程不加以控制，直接投入進(jìn)行充電。充電過(guò)程中，上下橋臂子模塊電容電壓波形，以及MMC 輸出電壓及環(huán)流波形如圖6所示。由圖6a 可知，t=0.1 s 時(shí)，CRSM1開(kāi)始進(jìn)行充電，大約0.09 s 后充電完成，電容電壓達(dá)到額定值。但CRSM1進(jìn)行充電過(guò)程中，由于充電過(guò)程未加以控制，因此上橋臂子模塊電壓出現(xiàn)了顯著的波動(dòng)。如圖6b 所示，CRSM1充電過(guò)程中，環(huán)流出現(xiàn)了陡增和強(qiáng)烈的波動(dòng)，波動(dòng)幅值最大可至正常幅值的2倍。由圖6c 可知，CRSM 充電過(guò)程中MMC 輸出功率出現(xiàn)顯著波動(dòng)，其波動(dòng)幅值最大處約為40 kW。仿真結(jié)果表明，若不對(duì)CRSM 充電過(guò)程加以控制，換流器輸出性能將受到較大影響，進(jìn)而影響系統(tǒng)電能質(zhì)量。

圖6 CRSM1 無(wú)控制充電

為降低CRSM 充電過(guò)程對(duì)MMC 輸出性能產(chǎn)生的影響，仿真模型采用本文提出的K+1 與K-1 充電控制策略，仿真結(jié)果如圖7 所示。當(dāng)t=0.1 s 時(shí)子模塊故障發(fā)生，此時(shí)故障子模塊將迅速被診斷，然后旁通退出運(yùn)行，同時(shí)開(kāi)始對(duì)CRSM1進(jìn)行充電轉(zhuǎn)為HRSM。如圖7a 所示，當(dāng)t=0.1 s 時(shí)CRSM1開(kāi)始充電，約0.17 s 后充電完成，充電時(shí)間約為不采用充電控制策略的2 倍。然而根據(jù)圖7b，充電過(guò)程中故障相環(huán)流僅有輕微的波動(dòng)，相較于圖6b 環(huán)流波動(dòng)減緩十分明顯，波動(dòng)幅值僅為圖6b 環(huán)流最大波動(dòng)幅值的22%。根據(jù)圖7c，CRSM1充電過(guò)程中，MMC 輸出功率也僅出現(xiàn)了輕微的波動(dòng)，相較于圖6c，輸出功率波動(dòng)減緩作用十分明顯，最大波動(dòng)幅值僅為圖6c 的1/8 倍。

圖7 采用K+1 與K-1 充電控制策略

綜上所述，采用本章提出的充電控制策略時(shí)，雖然CRSM1充電時(shí)間增加至不控充電時(shí)間的2 倍，但是環(huán)流波動(dòng)、輸出功率波動(dòng)幅值均得到了十分顯著的減緩。此外，CRSM1充電時(shí)間的延長(zhǎng)并不會(huì)對(duì)MMC 運(yùn)行和交流系統(tǒng)產(chǎn)生明顯的影響，但較大的環(huán)流和輸出功率波動(dòng)將會(huì)對(duì)MMC 輸出性能產(chǎn)生顯著影響。因此，采用本節(jié)改進(jìn)的冗余子模塊混合備用容錯(cuò)策略能夠?qū)崿F(xiàn)平滑的容錯(cuò)控制。

5 結(jié)論

本文首先改進(jìn)了冗余子模塊混合備用容錯(cuò)策略，提出了冗余子模塊冷熱備用數(shù)量的分配方法，然后基于改進(jìn)的混合備用容錯(cuò)策略提出了K+1 與K-1 的CRSM 充電控制策略。降低了CRSM 轉(zhuǎn)為HRSM 充電過(guò)程對(duì)MMC 輸出性能的影響。根據(jù)文章分析以及試驗(yàn)與仿真結(jié)果可知，本文改進(jìn)的容錯(cuò)控制策略具有以下優(yōu)點(diǎn)。

(1) 降低容錯(cuò)控制復(fù)雜度，MMC 不需要設(shè)置復(fù)雜的奇次諧波抑制器，降低了控制器的運(yùn)算負(fù)擔(dān)。此外，采用本文提出的CRSM 充電策略，CRSM 能夠平滑地進(jìn)行充電轉(zhuǎn)為HRSM，降低了CRSM 充電對(duì)MMC 輸出性能造成的影響。

(2) 減小了MMC 的運(yùn)行損耗，降低了冗余備用子模塊的老化速度，提升了冗余子模塊的壽命。

冗余子模塊冷熱混合備用方式，結(jié)合了冷、熱備用方式單獨(dú)運(yùn)用時(shí)的優(yōu)點(diǎn)，避免了其單獨(dú)運(yùn)用時(shí)的缺點(diǎn)。本文提出改進(jìn)的混合備用容錯(cuò)策略能夠有效地提升MMC 工作的可靠性，確保MMC 向系統(tǒng)輸出穩(wěn)定的高質(zhì)量的電能。最后，仿真結(jié)果驗(yàn)證了本文提出的改進(jìn)型混合備用容錯(cuò)策略的穩(wěn)定性與有效性。