岳 舟 劉小荻 姚紹華 楊佳霖

(湖南人文科技學(xué)院能源與機(jī)電工程學(xué)院 婁底 417000)

1 引言

由于能源管理的原因，化石燃料的減少以及對(duì)環(huán)境污染的要求，尋找替代能源成為研究人員面臨的一個(gè)挑戰(zhàn)性問(wèn)題。近年來(lái)，DC-DC 變換器在工業(yè)中得到了廣泛的應(yīng)用，隨著可再生能源應(yīng)用的擴(kuò)大，DC-DC 變換器在工業(yè)中占有特殊的地位。在電子產(chǎn)品、燃料電池系統(tǒng)、蓄電池供電系統(tǒng)、便攜式設(shè)備和電動(dòng)汽車等諸多應(yīng)用中都需要具有升降壓功能的DC-DC 變換器。因此，需要具有高電壓增益、低成本及緊湊型的變換器。光伏系統(tǒng)和燃料電池等能源的輸出電壓較低，需要高電壓增益變換器來(lái)調(diào)節(jié)其輸出電壓。圖1 為光伏發(fā)電在直流微電網(wǎng)中應(yīng)用的系統(tǒng)框圖。圖1 中主直流母線的規(guī)格為400 V，而光伏發(fā)電的輸出電壓一般在12～48 V，所以高電壓增益和高效率的變換器是連接光伏板和直流母線以達(dá)到所需電壓水平的基本要求。

圖1 光伏發(fā)電在直流微電網(wǎng)中應(yīng)用的系統(tǒng)框圖

高增益DC-DC 變換器分為隔離和非隔離兩種[1-3]。其中一種獲得高電壓增益的方法是使用隔離變換器，通常是利用耦合電感或變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)高電壓增益。但這類變換器在帶來(lái)高電壓增益的同時(shí)，也有諸如變壓器的結(jié)構(gòu)龐大、半導(dǎo)體器件的高電壓應(yīng)力以及高成本等缺點(diǎn)?？紤]到這些缺點(diǎn)，隔離變換器不太適用于光伏發(fā)電系統(tǒng)或燃料電池的應(yīng)用。另一種方法是使用非隔離拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以實(shí)現(xiàn)高電壓增益。非隔離拓?fù)渫ǔ＞哂薪Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、重量輕、制造成本低等優(yōu)點(diǎn)，是一種適合于高電壓增益應(yīng)用的解決方案。在非隔離變換器中，Buck-Boost 變換器結(jié)合了Buck 和Boost 變換器的功能[4-5]。

傳統(tǒng)的Buck-Boost變換器是最簡(jiǎn)單的升降壓變換器。除此之外，還有Cuk、Zeta、Sepic 等變換器。在這些變換器中，Cuk 變換器因其輸入輸出電流連續(xù)以及負(fù)的輸出電壓等特性，尤其是具有負(fù)的輸出電壓，使其能夠直接用于需要負(fù)電壓源的應(yīng)用場(chǎng)合，如音頻放大器、信號(hào)發(fā)生器和數(shù)據(jù)傳輸接口等[6-7]。

文獻(xiàn)[8]提出了一種新的升降壓變換器結(jié)構(gòu)，雖然減少了導(dǎo)電元件，但是有兩個(gè)功率開關(guān)，這增加了功率損耗，與傳統(tǒng)的升降壓變換器相比，電壓增益沒(méi)有改善。文獻(xiàn)[9]提出了一種基于Sepic 變換器的無(wú)變壓器升降壓變換器，該變換器中使用了一個(gè)主功率開關(guān)，但存儲(chǔ)元件數(shù)量較多。文獻(xiàn)[10]介紹了一種基于Zeta 的非隔離變換器，其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單成本低，但輸入電流不連續(xù)。文獻(xiàn)[11]提出了一種基于Cuk 的升降壓變換器，電壓增益高，但連續(xù)導(dǎo)通模式(Continuous conduction mode，CCM)下的工作模式與所提變換器不同。文獻(xiàn)[12]中提出的升降壓變換器由單功率開關(guān)組成，但輸入電流不連續(xù)，電壓紋波較大。文獻(xiàn)[13]提出了一種多電平Cuk 變換器。該變換器的電壓增益適用于光伏應(yīng)用，但元件數(shù)量多，實(shí)現(xiàn)困難。文獻(xiàn)[14]介紹了一種改進(jìn)的Cuk 變換器，有兩個(gè)功率開關(guān)，因此功率損耗很高。文獻(xiàn)[15]介紹了另一種改進(jìn)的單功率開關(guān)Cuk 變換器。該變換器電壓增益高，但儲(chǔ)能元件數(shù)量多，成本高。

本文提出一種非隔離高電壓增益改進(jìn)型Cuk 變換器。該變換器具有較高的電壓增益，高于傳統(tǒng)的升降壓變換器，如Sepic、Zeta 和Cuk。所提變換器輸入輸出電流連續(xù)，電壓紋波小。電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，只有一個(gè)功率開關(guān)，因此，該變換器控制簡(jiǎn)單且成本低。所提改進(jìn)型Cuk 變換器可以直接用于需要負(fù)電壓源的應(yīng)用場(chǎng)合。本文對(duì)該變換器進(jìn)行了數(shù)學(xué)分析。此外，為了驗(yàn)證該變換器的可行性，利用Matlab 進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。本文詳細(xì)描述了連續(xù)導(dǎo)通模式CCM 下的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作模式。對(duì)所提變換器進(jìn)行了穩(wěn)態(tài)分析，對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行了說(shuō)明，以驗(yàn)證理論分析。

2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

所提變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示。該變換器由一個(gè)功率開關(guān)S，兩個(gè)二極管D1、D2，四個(gè)電容C1、C2、C3、Co，三個(gè)電感L1、L2、L3和一個(gè)負(fù)載電阻R組成。

圖2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

為了簡(jiǎn)化變換器的分析，有如下假設(shè)：① 功率開關(guān)和二極管等所有組件都是理想的；② 電容很大，保持電壓恒定。所提變換器在功率開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷兩種狀態(tài)下，有兩種工作模式。CCM 下兩種工作模式的等效電路如圖3 所示。

圖3 等效電路

模式1：在此時(shí)間間隔[t0，t1]內(nèi)，功率開關(guān)導(dǎo)通，二極管(D1，D2)關(guān)斷。如圖3a 所示，通過(guò)輸入電壓和由電容磁化的L2和L3來(lái)勵(lì)磁電感L1。電容C1放電，其他電容充電。由此得到以下方程

模式2：在此時(shí)間間隔[t1，t2]內(nèi)，功率開關(guān)關(guān)斷，二極管(D1，D2)導(dǎo)通。如圖3b 所示，所有電感均已退磁。電感L1向電容C1提供能量，同時(shí)電容C2和C3放電。相關(guān)方程如下所示

圖4 所示為CCM 下所提拓?fù)湓趦煞N模式下的特征波形。

圖4 特征波形

3 穩(wěn)態(tài)分析

3.1 理想電壓增益

當(dāng)所提變換器處于穩(wěn)態(tài)時(shí)，在L1和L2上應(yīng)用伏秒平衡原理，根據(jù)式(1)、(2)和式(4)、(5)，得到

因?yàn)閁C2=UC3，代入式(10)，得到

根據(jù)式(8)和式(11)，可以推導(dǎo)出電容C1、C2、C3的電壓為

根據(jù)式(12)、(13)，在L3上應(yīng)用伏秒平衡原理，所提變換器電壓增益的推導(dǎo)計(jì)算如下所示

3.2 實(shí)際電壓增益

為了獲得所提變換器的實(shí)際電壓增益，應(yīng)考慮寄生值，如二極管和功率開關(guān)的導(dǎo)通電阻(rS，rD)、電感和電容(rL，rC)的等效串聯(lián)電阻(Equivalent series resistance，ESR)以及二極管的正向壓降(UFD)。實(shí)際電壓增益的計(jì)算公式如下

3.3 理論計(jì)算

根據(jù)圖3a，在模式1 中

根據(jù)圖3b，在模式2 中

在電容C2和C3上應(yīng)用安秒平衡原理

通過(guò)簡(jiǎn)化式(21)，得到以下方程

如圖3 所示，iin=iL1，式(22)和式(24)可以變換為

將式(25)代入式(26)，可以得到電感L2的平均電流

將式(27)代入式(26)，可以得到電感L3的平均電流

類似地，將式(27)、(28)代入式(24)，可以得到電感L1的平均電流

根據(jù)電壓增益計(jì)算式(16)，可以得到輸出平均電流

iL3的平均值為

2.1.1 心包完整的鈍性暴力致心臟破裂 男性10名，女性1名；年齡38.6±12.8歲；心臟質(zhì)量304.6±70.6 g，明顯小于急性心梗致心臟破裂和主動(dòng)脈夾層破裂心包填塞組（P＜0.05）；心包積血量183.0±112.8 mL，明顯低于急性心梗致心臟破裂（P＜0.05）和主動(dòng)脈夾層破裂心包填塞組（P＜0.01），其中2例高墜致心臟破裂無(wú)凝血塊，心包積液量分別為3 mL和5 mL，伴有多處的重度損傷（表1，表2，圖1）。

根據(jù)式(28)和式(32)，輸入平均電流為

將式(33)代入式(27)，得到

功率開關(guān)和二極管的電流應(yīng)力為

在選擇合適元器件時(shí)，各種電路元件上的電壓應(yīng)力是最重要的因素。功率開關(guān)及二極管的電壓應(yīng)力如下

從式(41)、(42)可以看出，通過(guò)功率開關(guān)及二極管的電壓應(yīng)力較低，且都小于輸出電壓。

3.4 參數(shù)設(shè)計(jì)

理論分析表明，該變換器工作在CCM 模式下。為了驗(yàn)證所提變換器的最佳性能，并避免高功率損耗和低壽命，電路設(shè)計(jì)中電感電流的最小值為IL1=ΔiL1/2、IL2= ΔiL2/2和IL3=ΔiL3/2[15]。

考慮上述關(guān)系，并根據(jù)式(32)～(34)和式(16)，設(shè)計(jì)的電感L1、L2和L3如下所示

電容C1、C2、C3和Co之間的電壓波動(dòng)定義為ΔUC1、ΔUC2、ΔUC3和ΔUCo。選擇電容最小值，假設(shè)允許的電壓紋波為1%。根據(jù)輸出電流，變換式(32)～(34)，則可以根據(jù)輸出電流獲得電容電流。

根據(jù)上述方程，設(shè)計(jì)的電容值如下

3.5 對(duì)比分析

與傳統(tǒng)的Cuk、Zeta、Sepic 以及Buck-Boost變換器相比，所提變換器的電壓增益是它們的兩倍。此外，在占空比低于0.67 的情況下，本文所提變換器的電壓增益高于文獻(xiàn)[16]提出的二次變換器。應(yīng)該注意的是，DC-DC變換器中更高的占空比會(huì)導(dǎo)致更高的損耗[17]。高電壓增益DC-DC變換器的一般缺點(diǎn)是在低壓側(cè)輸入電流大，特別是在大功率應(yīng)用中。除此之外，高占空比DC-DC 變換器的實(shí)際增益與其理想增益不同。由于等效串聯(lián)電阻的存在，實(shí)際增益要低于理想增益。將所提變換器與其他類似變換器在器件數(shù)量以及電壓增益方面進(jìn)行對(duì)比，如表1 所示。從表1 可以看出，所提變換器的理想電壓增益是傳統(tǒng)DC-DC 變換器的兩倍。所提變換器、傳統(tǒng)DC-DC 變換器以及文獻(xiàn)[10-11，16]所提變換器的理想電壓增益曲線如圖5 所示。從圖5 可以明顯看出，在占空比低于0.67 的情況下，所提變換器的理想電壓增益優(yōu)于與之對(duì)比的其他變換器。

表1 所提變換器與其他類似變換器的比較

圖5 所提變換器與其他變換器的理想電壓增益對(duì)比

4 仿真結(jié)果

為了驗(yàn)證理論分析，采用Matlab 仿真軟件進(jìn)行系統(tǒng)仿真研究，給出了所提變換器在升壓和降壓模式下的仿真波形。表2 為系統(tǒng)仿真參數(shù)。升壓模式的波形如圖6 所示。如果占空比為60%，則輸出電壓約為73 V，仿真波形如圖6a 所示。略小于理想情況下的75 V 理論值，與理論分析一致。圖6b 所示為電感L1、L2和L3的電流波形。如式(32)～(34)所述，L1、L2和L3的電感電流平均值分別為7.2 A、2.4 A 和2.4 A，仿真結(jié)果與理論值非常接近。輸入電流等于電感L1電流，從仿真結(jié)果可以看出其紋波較低。圖6c 所示為電感L1、L2和L3的電壓波形，電感電壓基本一致。圖6d 所示為電容C1、C2和C3的電壓波形。C2的電壓與C3的電壓相同。圖6e 所示為二極管D1、D2的電流波形。這兩個(gè)二極管具有相同的電流。當(dāng)功率開關(guān)處于斷開狀態(tài)時(shí)，二極管導(dǎo)通。功率開關(guān)S 的電流波形如圖6f 所示。

表2 仿真參數(shù)

圖6 升壓模式下仿真波形

降壓模式的仿真波形如圖7 所示。當(dāng)占空比為25%時(shí)，輸出電壓約為15 V，如圖7a 所示。該實(shí)際輸出電壓值同樣小于理論值16.67 V。圖7b 所示為電感L1、L2和L3的電流波形。根據(jù)式(32)～(34)，電感L1、L2和L3的電流平均值分別為0.35 A、0.53 A 和0.53 A。從圖7b 可以看出，仿真結(jié)果與理論值非常接近。圖7c 所示為電感L1、L2和L3的電壓波形，電感電壓基本一致。圖7d 所示為電容C1、C2和C3的電壓波形，C2的電壓與C3的電壓相同。圖7e 所示為二極管D1、D2的電流波形。這兩個(gè)二極管具有相同的電流。當(dāng)功率開關(guān)處于斷開狀態(tài)時(shí)，二極管導(dǎo)通。功率開關(guān)S 的電流波形如圖7f 所示。

圖7 降壓模式下仿真波形

本節(jié)進(jìn)一步分析了所提變換器在不同占空比情況下的轉(zhuǎn)換效率。轉(zhuǎn)換效率與占空比的關(guān)系曲線如圖8 所示。從圖8 可以看出，當(dāng)占空比在0.3～0.6之間系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率在90%以上，系統(tǒng)的最高轉(zhuǎn)換效率約為94%。

圖8 轉(zhuǎn)換效率與占空比的關(guān)系曲線

5 樣機(jī)試驗(yàn)

為進(jìn)一步驗(yàn)證理論分析的正確性，制作了試驗(yàn)樣機(jī)。樣機(jī)中采用的功率開關(guān) S 為 MOSFET(IRFP260N)，二極管為DSEP8-06As。功率開關(guān)S由TLP350 型IC 驅(qū)動(dòng)[17]。其他電路參數(shù)如表2 所示。由于集成電路TLP350 和TLP250 的功能相似，因此詳細(xì)的驅(qū)動(dòng)電路可參考文獻(xiàn)[18]。試驗(yàn)中使用2231-30-3 型 KEITHLEY 電源作為輸入源，THDP0200 型差動(dòng)探頭和TPP0250 型探頭用于測(cè)量電壓信息，采用TCP0030A型電流探頭測(cè)量電流信息[19-20]。所有試驗(yàn)波形均由Te ktronixMDO3024型示波器記錄。

在占空比為0.6、純電阻負(fù)載為31 ? 的升壓模式下，運(yùn)行變換器的試驗(yàn)結(jié)果如圖9 所示。圖9a為輸出電壓，約為72.77 V，與仿真結(jié)果十分接近。圖9b 為電容C1和C2的電壓，分別約為95.87 V 和35.55 V。功率開關(guān)的漏源極電壓約為112 V。從試驗(yàn)結(jié)果可以看出，圖9a 中電感L1的電流波形和圖9b 中電感L3的電流波形是連續(xù)的，這表明所提變換器具有連續(xù)的輸入電流和輸出電流。因此，試驗(yàn)結(jié)果與理論分析非常吻合。類似地，圖10 是在占空比為0.25、純電阻負(fù)載為31 ? 的變換器降壓模式下獲得的試驗(yàn)結(jié)果。試驗(yàn)波形與理論分析結(jié)果基本一致，驗(yàn)證了所提改進(jìn)型Cuk 變換器的特性。

6 結(jié)論

本文提出一種非隔離高電壓增益改進(jìn)型Cuk 變換器。所提變換器的電壓增益高于傳統(tǒng)的Buck-Boost、Zeta、Sepic 和Cuk 變換器。該電路中的功率開關(guān)和其他功率元件間具有相對(duì)較低的電壓應(yīng)力。所提新型拓?fù)涞闹饕攸c(diǎn)如下所述。

(1) 與傳統(tǒng)的DC-DC 變換器相比，提高了電壓增益。

(2) 輸入電流連續(xù)，紋波小，降低了輸入濾波器的成本。

(3) 輸出電流連續(xù)，降低了負(fù)載端電容上的電流應(yīng)力。

(4) 輸出電壓紋波較小。

由于該變換器具有上述優(yōu)點(diǎn)，因此適用于光伏應(yīng)用等領(lǐng)域。