朱玉振

（國網(wǎng)山東省電力公司菏澤供電公司，山東 菏澤 274000）

0 引言

多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)主要有中點鉗位（neutral point clamped，NPC）型、飛跨電容型和H 橋級聯(lián)型［1-2］。H 橋級聯(lián)型又包括2H 橋和3H 橋，3H 橋即中點鉗位型H（neutral point clamped H，NPC/H）橋［3］。NPC/H 橋級聯(lián)型多電平逆變器兼具NPC 型多電平逆變器和2H 橋級聯(lián)型多電平逆變器的優(yōu)點，相比NPC 型多電平拓撲，鉗位二極管的數(shù)量減少，電容中點電位控制方法簡單；相比2H 橋級聯(lián)型多電平拓撲，無需過多的獨立直流電源［4-5］。

多電平逆變器調(diào)制策略中，相比載波脈寬調(diào)制策略，空間矢量脈寬調(diào)制（space vector pulse width modulation，SVPWM）策略具有直流側(cè)利用率高、輸出畸變低、算法靈活等顯著優(yōu)點［6］。SVPWM 策略同樣存在需要解決的問題：隨電平數(shù)增加，其算法的計算量呈指數(shù)增加，程序代碼冗長，精度和實時性降低；傳統(tǒng)SVPWM 算法采用七段式開關(guān)序列，在低開關(guān)頻率工況下，冗余的電平跳變使輸出畸變更大。因此，針對多電平逆變器SVPWM 算法復(fù)雜性的簡化以及輸出性能的優(yōu)化，具有較大的現(xiàn)實意義［7-8］。

NPC 型逆變器的電平數(shù)越多，直流側(cè)電容電壓波動問題越復(fù)雜［9-11］。與NPC 型逆變器相比，文中研究的NPC/H 橋型逆變器每相由一個NPC/H 橋功率單元構(gòu)成，電容電壓平衡方法較易實現(xiàn)。一是從硬件上實現(xiàn)平衡，每個均壓電容采用獨立直流源，但增加裝置成本［12］；二是在調(diào)制環(huán)節(jié)中增加控制算法達到平衡電容電壓目的［13-14］。如文獻［15］提出一種新型三相嵌套式中點鉗位型四電平逆變器，根據(jù)電容電壓偏差和電流方向合理選擇中間兩個電平對應(yīng)的冗余開關(guān)狀態(tài)，從而控制懸浮電容電壓。

文中以NPC/H 橋五電平逆變器為研究對象，分析其主電路工作原理、電容電壓不平衡原因，研究其SVPWM 策略以及中點電位平衡方法。

1 NPC/H橋逆變器主電路分析

圖1 為NPC/H 橋五電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，三相電路均為二極管鉗位型三電平全橋結(jié)構(gòu)；帶三相負載；每相均有一個獨立直流源，由兩個均壓電容分壓。開關(guān)器件VxR1、VxR2、VxR3、VxR4串聯(lián)構(gòu)成右橋臂，右上、右下橋臂中點分別通過鉗位二極管DxR1、DxR2與電容中點連接；開關(guān)器件VxL1、VxL2、VxL3、VxL4串聯(lián)構(gòu)成左橋臂，左上、左下橋臂中點分別通過鉗位二極管DxL1、DxL2與電容中點連接，直流側(cè)電壓為Udc，均壓電容為Cx1、Cx2，其中x∈｛A，B，C｝，o為三相逆變器的中性點。為避免橋臂直通，每個半橋的開關(guān)管驅(qū)動脈沖互補，如VxR1與VxR3互補，VxR2與VxR4互補。理想狀態(tài)下均壓電容電壓為Udc/2，每相輸出五種電平Udc、Udc/2、0、-Udc/2、-Udc，對應(yīng)9 種開關(guān)狀態(tài)［16-17］。

圖1 NPC/H橋五電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 The topology of NPC/H bridge five-level inverter

多電平逆變器調(diào)制過程中，需要將各相輸出電平狀態(tài)解碼為各開關(guān)管的導(dǎo)通狀態(tài)。NPC/H 橋模塊的五種電平對應(yīng)9 種開關(guān)狀態(tài)，即有解碼方式1×2 × 3×2×1=12 種。文中解碼方式的選擇考慮兩個約束條件：

1）NPC/H 橋模塊輸出狀態(tài)切換時，應(yīng)避免左、右橋臂電平的跳變，優(yōu)化動作開關(guān)次數(shù)。

2）合理分配開關(guān)切換方式，優(yōu)化開關(guān)器件損耗均衡及電容電壓平衡。

為滿足以上兩個約束條件，表1、表2 分別給出兩種最優(yōu)NPC/H 橋模塊解碼方式Ⅰ、Ⅱ。由于各器件開關(guān)狀態(tài)互補的情況，表1、表2 中僅給出了左橋臂VxL3、VxL4和右橋臂VxR1、VxR2的導(dǎo)通狀態(tài)。SxL、SxR為左、右橋臂電平狀態(tài)，Sx為x相輸出狀態(tài)，Sx=SxR-SxL，表1、表2 中器件開關(guān)狀態(tài)“1”為導(dǎo)通，“0”為關(guān)斷。

表1 NPC/H橋模塊的解碼方式ⅠTable 1 The decoderⅠfor NPC/H bridge module

表2 NPC/H橋模塊的解碼方式ⅡTable 2 The decoderⅡfor NPC/H bridge module

2 基于g-h坐標系的三段式SVPWM算法

文獻［18-19］采用一種基于60°g-h坐標系的簡化調(diào)制算法，可以避免大量三角函數(shù)的計算。針對NPC/H 橋五電平逆變器，文中設(shè)計一種基于g-h坐標系的三段式SVPWM 算法。與七段式開關(guān)序列相比，在相同逆變器等效開關(guān)頻率下，三段式的平均開關(guān)次數(shù)更少，開關(guān)器件損耗更低。

2.1 坐標變換

非正交60°坐標系又稱g-h坐標系，g軸與三相坐標系abc的a軸重合，g軸逆時針旋轉(zhuǎn)60°為h軸。參考矢量在三相坐標系abc中的坐標分量為va、vb、vc，在g-h坐標系中的坐標分量設(shè)為vg、vh。根據(jù)兩種坐標系之間的幾何關(guān)系，可得坐標變換公式為

將abc坐標系中五電平電壓矢量的坐標經(jīng)式（1）變換后，可得g-h坐標系下電壓矢量坐標，圖2為g-h坐標系中第Ⅰ扇區(qū)電壓矢量的坐標分量。圖2 中，在g-h坐標系下各基矢量的坐標值均為整數(shù)，便于計算，Vr為參考矢量，VE、VF、VP、VQ為距離參考矢量最近的四個基矢量，r、E、F、P、Q分別為參考矢量和四個基矢量在g-h坐標系中的終點。

圖2 基于g-h坐標系第Ⅰ扇區(qū)電壓矢量的坐標分量Fig.2 The components of voltage vector in the first sector based on the g-h coordinate

2.2 確定基矢量

將坐標分量vg、vh向上取整或向下取整，可得到距離參考矢量最近的四個基矢量坐標，圖2 中參考矢量Vr對應(yīng)的四個基矢量VE、VF、VP、VQ的坐標如式（2）所示。

式中：ceil（·）、floor（·）為函數(shù)，對括號內(nèi)變量進行向上、向下取整。

VE、VF必定是距離Vr最近的兩個基矢量，第三個最近基矢量與Vr的終點位于對角線EF的同一側(cè)。為選擇VP或VQ，定義l=vg+vh-ceil(vg)-floor(vh)，l=0 時，參考矢量的終點在對角線EF上。當l≥0 時，選擇基矢量VQ；l＜0 時，選擇基矢量VP。以圖2 中參考矢量為例，求得最近的三個基矢量坐標分別為（2，1）、（1，2）、（1，1）。

根據(jù)距離Vr最近的三個基矢量的坐標值，可以獲得各基矢量對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)。對于五電平逆變器，由式（3）獲得基矢量的開關(guān)狀態(tài)[SA,SB,SC]。

式中：Ug、Uh為基矢量的g-h坐標分量。

如圖2 所示，基矢量VP坐標為（1，1），共對應(yīng)［2，1，0］，［1，0，-1］，［0，-1，-2］三種開關(guān)狀態(tài)，它們輸出電壓矢量的幅值和相位均一致。冗余開關(guān)狀態(tài)的存在，就需要選擇開關(guān)狀態(tài)和優(yōu)化開關(guān)序列。

2.3 計算作用時間

已知合成Vr的三個基矢量后，可列其伏秒平衡方程，如式（4）所示。

式中：V1=VE、V2=VF、V3=VP或V3=VQ；d1、d2、d3分別為基矢量V1、V2、V3的占空比。

當V3=VP時，將參考矢量分別投影在g軸和h軸上，展開式（4），并與式（2）聯(lián)立可得

當V3=VQ時，同理可得

將占空比乘以開關(guān)周期即是基矢量的作用時間。

2.4 三段式開關(guān)序列

SVPWM 的三個頻率概念［20］：1）采樣頻率fsp等于采樣周期的倒數(shù)；2）器件平均開關(guān)頻率fda等于每秒全部開關(guān)管的開關(guān)次數(shù)除以器件數(shù)；3）逆變器等效開關(guān)頻率fcvt等于線電壓頻譜的第一邊帶諧波中心頻率，可以評估SVPWM 算法的諧波性能。

如圖2 參考矢量位于△EFP中，將△EFP稱為位矢三角形。在單個采樣周期1/fsp內(nèi)，七段式SVPWM 采用四個開關(guān)狀態(tài)分成七段式開關(guān)序列，如圖3（a）所示；三段式SVPWM 采用三個開關(guān)狀態(tài)構(gòu)成三段式開關(guān)序列，如圖3（b）所示。

圖3 七段式和三段式開關(guān)序列Fig.3 7-segment and 3-segment switching sequences

根據(jù)圖3 可推測出逆變器的器件理想平均開關(guān)頻率fdai。單個采樣周期內(nèi)，七段式開關(guān)序列中三相均有一次上升電平動作和一次下降電平動作，每相電平動作需要互補的2 個開關(guān)管動作（1 個導(dǎo)通、1個關(guān)斷）。開關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷合稱為1 次完整開關(guān)動作，NPC/H 橋五電平逆變器三相共有24 個開關(guān)器件，則七段式開關(guān)序列器件理想平均開關(guān)頻率fdai_7為

在單個采樣周期內(nèi)，三段式開關(guān)序列只有兩相存在電平動作，如圖3（b）中A、C 相電平上升，B 相不變。動作相僅涉及一個開關(guān)器件導(dǎo)通和與其互補的開關(guān)器件關(guān)斷，則三段式開關(guān)序列的器件理想平均開關(guān)頻率為fdai_3。

由于相鄰采樣周期之間的開關(guān)狀態(tài)存在額外動作，器件實際平均開關(guān)頻率fdaa通常大于理想平均開關(guān)頻率fdai。

在單個采樣周期內(nèi)，七段式開關(guān)序列每相含有一個完整的離散采樣，逆變器等效開關(guān)頻率fcvt_7為

三段式開關(guān)序列兩個采樣周期內(nèi)有一次完整的離散采樣，其等效開關(guān)頻率fcvt_3為

理想狀態(tài)下，由式（9）和式（10）可見，器件平均開關(guān)頻率相等時，三段式的逆變器等效開關(guān)頻率比七段式高50%，負載諧波性能更好；同理，當逆變器等效開關(guān)頻率相同時，三段式的器件平均開關(guān)頻率比七段式低50%，器件開關(guān)損耗更低。

三段式開關(guān)序列選擇原理如下?？紤]兩個相鄰采樣周期的狀態(tài)變化，定義第一個采樣周期的開關(guān)序列為［SA1，SB1，SC1］→［SA2，SB2，SC2］→［SA3，SB3，SC3］，第二個采樣周期的開關(guān)序列為［SA1'，SB1'，SC1'］→［SA2'，SB2'，SC2'］→［SA3'，SB3'，SC3'］。顯然，當?shù)诙€開關(guān)序列的首發(fā)狀態(tài)［SA1'，SB1'，SC1'］與第一個開關(guān)序列的末尾狀態(tài)［SA3，SB3，SC3］不同時，將產(chǎn)生額外開關(guān)動作。為減少額外開關(guān)動作，需要減小首發(fā)狀態(tài)［SA1'，SB1'，SC1'］與末尾狀態(tài)［SA3，SB3，SC3］的差異。根據(jù)上一采樣周期的末尾狀態(tài)［SA3，SB3，SC3］靈活選擇下一首發(fā)狀態(tài)［SA1'，SB1'，SC1'］，三段式開關(guān)序列的詳細設(shè)計方法如下。

1）選擇首發(fā)狀態(tài)。

定義任意開關(guān)狀態(tài)［SA，SB，SC］的狀態(tài)值S為

定義兩個表示開關(guān)狀態(tài)變化的參數(shù)，ΔS為三相開關(guān)狀態(tài)總變化值，δS為最大單相開關(guān)狀態(tài)變化值。

第二個采樣周期的首發(fā)狀態(tài)［SA1'，SB1'，SC1'］通過以下原則選擇：第1 步從可選擇開關(guān)狀態(tài)中，選擇ΔS最小的狀態(tài)，該原則可有效降低額外的開關(guān)動作，若存在多個狀態(tài)符合要求，則執(zhí)行下一步；第2步選擇δS最小的開關(guān)狀態(tài)，該原則可抑制電平級數(shù)變化從而避免波形中不合理的電壓跳變，若仍有多個可選開關(guān)狀態(tài)，則執(zhí)行下一步；第3 步選擇狀態(tài)值S最小的狀態(tài)完成首發(fā)狀態(tài)的選擇。

圖4（a）給出了一個根據(jù)上一末尾狀態(tài)選擇下一首發(fā)狀態(tài)的示例，TZ1至TZ16代表第Ⅰ扇區(qū)內(nèi)16 個三角形區(qū)域，兩個相鄰采樣周期參考矢量從三角形TZ2移動至三角形TZ6。情況1：三角形TZ2中，三段式開關(guān)序列末尾狀態(tài)為［2，0，-1］，由第1 步可直接選出［2，1，-1］為三角形TZ6中的首發(fā)狀態(tài)。情況2：三角形TZ2的末尾狀態(tài)為［2，-1，-2］，由第1 步可選出［2，1，-2］、［1，0，-2］，進而根據(jù)第2 步可選出［1，0，-2］作為三角形TZ6的首發(fā)狀態(tài)。

圖4 三段式開關(guān)序列的選擇原理Fig.4 The selecting principle of 3-segment switching sequence

2）安排開關(guān)順序。

根據(jù)狀態(tài)值S的大小，對三角形的開關(guān)狀態(tài)按照降序標記，標號為①—④或①—⑤（如三角形TZ1有四種狀態(tài)，三角形TZ2有五種狀態(tài)）。如圖4（a）中的三角形TZ2，狀態(tài)①對應(yīng)［2，0，-1］，狀態(tài)⑤對應(yīng)［1，-2，-2］。

圖4（b）為開關(guān)順序安排規(guī)則，圖中圓點為首發(fā)狀態(tài)［SA1，SB1，SC1］，箭頭穿過三個開關(guān)狀態(tài)，構(gòu)成三段式開關(guān)序列。

如圖5 所示，以第Ⅰ扇區(qū)為例，當參考矢量經(jīng)過最外層每個小三角形均有一個采樣點時，根據(jù)三段式開關(guān)序列選擇原理，各三角形的開關(guān)序列如下。

圖5 三段式開關(guān)序列示例Fig.5 Example of 3-segment switching sequences

三角形TZ1：［1，-2，-2］→［2，-2，-2］→［2，-1，-2］；

三角形TZ2：［2，-1，-2］→［2，-1，-1］→［2，0，-1］；

三角形TZ3：［2，0，-1］→［2，0，-2］→［2，-1，-2］；

三角形TZ4：［1，-1，-2］→［1，0，-2］→［2，0，-2］；

三角形TZ5：［2，0，-2］→［2，1，-2］→［2，1，-1］；

三角形TZ6：［2，1，-1］→［2，1，-2］→［1，1，-2］；

三角形TZ7：［1，1，-2］→［2，1，-2］→［2，2，-2］。

由圖5 可見，參考矢量在三角形邊界切換時，僅在三角形TZ3與三角形TZ4間切換時產(chǎn)生額外的開關(guān)動作（虛線箭頭狀態(tài)［2，-1，-2］切換至［1，-1，-2］存在電平變化），其他三角形間切換時無額外開關(guān)動作。

3）解碼開關(guān)狀態(tài)。

因為開關(guān)序列為數(shù)字編碼，需要根據(jù)表1、表2 中NPC/H 橋模塊的解碼方式將開關(guān)狀態(tài)解碼為各開關(guān)器件的導(dǎo)通或關(guān)斷信號，從而控制逆變器的輸出。

2.5 仿真分析

采用基于g-h坐標系的三段式SVPWM 算法，搭建NPC/H 橋五電平逆變器Simulink 仿真模型，以驗證該算法的有效性。仿真參數(shù)如表3 所示，圖6 為調(diào)制度m=0.9 時，三段式SVPWM 的仿真波形，圖中THD為總諧波畸變率（total harmonic distortion，THD）。

《意見稿》規(guī)定，寄件人有以下情形的，智能快件箱運營企業(yè)應(yīng)當不予提供寄遞服務(wù)：未按照規(guī)定完成實名信息采集或未通過身份查驗的；未依法提供快遞運單有關(guān)信息的；未按照規(guī)定在寄遞記錄專用區(qū)域進行交寄操作的。

表3 仿真參數(shù)Table 3 The simulation parameters

圖6 三段式SVPWM的仿真波形Fig.6 The simulation waveforms of 3-segment SVPWM

由圖6 中線電壓和相電流的快速傅里葉變換（fast fourier transformation，F(xiàn)FT）分析可知，逆變器的等效開關(guān)頻率為2 kHz，即為0.5fsp。三段式SVPWM線電壓和相電流的基波幅值分別為1 799 V、99.10 A，相電流的THD 為0.62%，逆變器的輸出能力較強，波形質(zhì)量較好。

圖7 為不同調(diào)制度下三段式SVPWM 與七段式SVPWM 的器件實際平均開關(guān)頻率fdaa之間對比。逆變器等效開關(guān)頻率為2 kHz 時，三段式和七段式的器件理想平均開關(guān)頻率fdai分別為333 Hz、500 Hz。從圖7 可知，大部分調(diào)制區(qū)域內(nèi)，兩種調(diào)制策略的fdaa均比fdai更大，該現(xiàn)象由三角形邊緣切換時的額外開關(guān)動作導(dǎo)致。三段式的fdaa比七段式低50%，驗證了三段式的開關(guān)損耗更低。

圖7 不同調(diào)制度下三段式SVPWM與七段式SVPWM的fdaa對比Fig.7 The comparison of fdaa between 3-segment SVPWM and 7-segment SVPWM

為驗證低開關(guān)頻率下三段式SVPWM 輸出THD較低的效果，圖8、圖9 分別給出了逆變器等效開關(guān)頻率fcvt為1 000 Hz、500 Hz 的仿真結(jié)果。

圖8 fcvt=1 000 Hz時相電流及其頻譜分析Fig.8 The phase currents and spectrum analysis of 3-seg and 7-seg SVPWM when fcvt=1 000 Hz

圖9 fcvt=500 Hz時相電流及其頻譜分析Fig.9 The phase currents and spectrum analysis of 3-seg and 7-seg SVPWM when fcvt=500 Hz

根據(jù)圖8、圖9 的仿真結(jié)果，可知開關(guān)頻率越低，七段式的輸出電流畸變越嚴重；三段式輸出電流波形仍具有較高的正弦度，波形質(zhì)量優(yōu)化較明顯。因此，低開關(guān)頻率工況下，逆變器適合采用三段式開關(guān)序列。

逆變器等效開關(guān)頻率fcvt為500 Hz 時，調(diào)制度m在0.1～1 變化，三段式SVPWM 與七段式SVPWM 相電流的THD 對比如圖10 所示，不同調(diào)制度下，三段式的相電流諧波質(zhì)量均比七段式更好，調(diào)制度越高，優(yōu)化效果越明顯。

圖10 不同調(diào)制度下三段式與七段式SVPWM的相電流總畸變率對比Fig.10 The comparison of the phase current THD between 3-seg and 7-seg SVPWM

3 中點電位控制

關(guān)于NPC/H 橋五電平逆變器的中點電位平衡問題，需要根據(jù)電流方向和電容電壓差，在逆變器輸出電平為±Udc/2 時，合理選擇SxL、SxR組合，從而抑制電容電壓偏移，平衡中點電位。

以A 相為例，詳細分析vAo=Udc/2 時不同開關(guān)狀態(tài)和電流方向?qū)﹄娙蓦妷旱挠绊?，如圖11 所示。

圖11 vAo=Udc/2 時不同開關(guān)狀態(tài)和電流方向?qū)﹄娙蓦妷旱挠绊慒ig.11 Impactsofdifferentswitchingstatesandthedirections ofphasecurrentoncapacitorvoltageswhen vAo=Udc/2

圖11（a）中，vAo=Udc/2、SAR=0、SAL=-1，器件VAR2、VAR3、VAL3、VAL4導(dǎo)通。當iA＞0 時，電流路徑為：o點→VAL3、VAL4→CA2→DAR1→VAR2→A 相負載，則電容CA2放電，由于直流側(cè)為恒壓源，相應(yīng)的CA1充電。當iA＜0時，電流路徑為：A 相負載→VAR3→DAR2→CA2→VAL3、VAL4的反并聯(lián)二極管→o點，則電容CA2充電，相應(yīng)的CA1放電。

與vAo=Udc/2 時同理分析，可知vAo=-Udc/2 時不同開關(guān)狀態(tài)和電流方向?qū)﹄娙蓦妷旱挠绊??？偨Y(jié)以上分析，當逆變器輸出±Udc/2 時，左、右橋臂采用不同開關(guān)組合及電流方向?qū)呻娙蓦妷旱挠绊?，如?。由表4 可知，直流側(cè)兩均壓電容電壓波動，僅與單個NPC/H 模塊輸出±Udc/2 時左、右橋臂開關(guān)狀態(tài)和模塊電流方向有關(guān)，調(diào)制度和功率因素的變化不會影響NPC/H 橋電容中點控制方法的效果。

表4 不同開關(guān)狀態(tài)和電流方向下電容電壓的變化Table 4 The behaviors of capacitor voltages under different switching states and the directions of current

若不對直流側(cè)電容電壓進行控制，中點電位將發(fā)生偏移。為控制電容電壓，首先定義電容電壓差ΔUC為

式中：UCA1、UCA2為電容CA1、CA2的電壓。

為平衡中點電位，需要控制ΔUC趨于零。若ΔUC＞0，需要電容CA1放電，電容CA2充電；若ΔUC＜0，需要電容CA1充電，電容CA2放電。根據(jù)表4 可知，當iA＞0 時，若逆變器輸出vAo=Udc/2，左、右橋臂狀態(tài)選擇SAL=0、SAR=1 利于中點電位平衡；若逆變器輸出vAo=-Udc/2，左、右橋臂狀態(tài)選擇SAL=0、SAR=-1 利于中點電位平衡。該選擇與表2 解碼方式Ⅱ中Sx=±1 時，左、右橋臂SxL、SxR組合相同，因此ΔUC＞0 且iA＞0 時，NPC/H 橋模塊選擇解碼方式Ⅱ解碼。同理，其他情況下，平衡電容電壓解碼方式選擇如表5所示。

表5 平衡電容電壓解碼方式選擇表Table 5 The decoding schemes table for balancing capacitor voltages

基于SVPWM 算法搭建仿真模型驗證中點電位控制策略的有效性，仿真參數(shù)同表3，調(diào)制度m=0.9。圖12 為加入中點電位控制前后直流側(cè)電容電壓波形。從圖12（a）可見，控制前，三相六個直流側(cè)電容的電壓均在470～530 V 之間波動；加入控制后，電容電壓很快穩(wěn)定。圖12（b）為A 相兩電容電壓波形局部放大圖，可見控制前UCA1波形基本在UCA2的下面，中點電位存在偏移；加入控制后，電壓UCA1與UCA2的波形基本重合，中點電位平衡。

圖12 直流側(cè)電容電壓仿真結(jié)果Fig.12 The simulation results of DC capacitor voltages

4 實驗分析

基于數(shù)字信號處理器和現(xiàn)場可編程門陣列（digital singnal processor and field-programmable gate array，DSP&FPGA）聯(lián)合控制結(jié)構(gòu)搭建NPC/H 橋五電平逆變器實驗平臺，硬件電路為串聯(lián)型12 脈波不控整流器和NPC/H 橋五電平逆變器構(gòu)成的交直交變頻系統(tǒng)，逆變器帶三相對稱阻感負載，實驗參數(shù)如表6 所示。

表6 實驗參數(shù)Table 6 The experimental parameters

為驗證三段式SVPWM 在低開關(guān)頻率下的優(yōu)勢，選取等效開關(guān)頻率fcvt為1 000 Hz、500 Hz，調(diào)制度m=0.85 時，逆變器A 相輸出電流波形及其頻譜分析如圖13、圖14 所示。

圖13 fcvt=1 000 Hz時七段式、三段式SVPWM相電流及其頻譜圖Fig.13 The phase currents and spectrum of 3-seg and 7-seg SVPWM when fcvt=1 000 Hz

圖14 fcvt=500 Hz時七段式、三段式SVPWM相電流及其頻譜圖Fig.14 The phase currents and spectrum of 3-seg and 7-seg SVPWM when fcvt=500 Hz

圖13 中，等效開關(guān)頻率fcvt=1 000 Hz 時，七段式SVPWM 輸出相電流的基波有效值為5.97 A、THD 為1.9%；三段式SVPWM 輸出相電流的基波有效值升高為6.06 A、THD 降低為1.1%。圖14 中，等效開關(guān)頻率fcvt=500 Hz 時，七段式SVPWM 輸出相電流波形可以看到明顯畸變；三段式SVPWM 的相電流波形正弦性較好，電流的基波有效值由5.72 A 升至5.87 A、THD 由5.3%降至3.2%。

實驗分析可知，等效開關(guān)頻率相同時，三段式SVPWM 的逆變器輸出電流能力更高，諧波性能也更好。驗證了三段式SVPWM 在低開關(guān)頻率的運行狀態(tài)下優(yōu)勢明顯。

為驗證基于SVPWM 算法的中點電位平衡控制的有效性，以A 相為例，在運行一段時間后，加入中點電位控制，直流側(cè)兩電容電壓實驗波形如圖15 所示。波形圖上半部分為UCA1、UCA2電壓波形，下半部分為ΔUC=UCA1-UCA2。由實驗波形可見，中點控制前，兩電容電壓波形上下交替，兩電容電壓之差ΔUC在-5～5 V 波動；加入中點控制后，中點電位很快穩(wěn)定在50 V 附近，兩電容電壓波形基本重合，兩電容電壓之差ΔUC在-1～1 V 波動。實驗結(jié)果驗證了根據(jù)電壓偏差和電流方向合理選擇左、右橋臂開關(guān)狀態(tài)平衡中點電位方法的有效性。

圖15 直流側(cè)電容電壓實驗波形Fig.15 The experimental waveform of DC capacitor voltages

5 結(jié)束語

針對NPC/H 橋五電平逆變器，基于g-h坐標系設(shè)計一種三段式SVPWM 開關(guān)序列，相同等效開關(guān)頻率的情況下，三段式開關(guān)序列比七段式的器件平均開關(guān)頻率低，輸出能力更高，諧波性能更好。進一步分析了NPC/H 橋模塊的直流側(cè)電容電壓波動原因，基于三段式SVPWM 算法，根據(jù)電流方向和電容電壓差，合理選擇NPC/H 橋模塊解碼方式，平衡直流側(cè)電容中點電位。通過仿真和實驗平臺驗證了三段式SVPWM 和中點電位控制方法的有效性。