王鹿軍, 張書(shū)燁, 趙思鋒, 梁艷召, 張建平, 王曉光

(1.湖北工業(yè)大學(xué) 太陽(yáng)能高效利用及儲(chǔ)能運(yùn)行控制湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,湖北 武漢 430068; 2.華中科技大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院,湖北 武漢 430074; 3.河北省高速飛輪儲(chǔ)能與節(jié)能技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,盾石磁能科技有限責(zé)任公司,河北 石家莊 050800; 4.西嶺磁能科技正定有限責(zé)任公司,河北 石家莊 050800)

0 引 言

近年來(lái),飛輪儲(chǔ)能以其高功率密度、高響應(yīng)速度等優(yōu)點(diǎn),得到了專家學(xué)者的廣泛關(guān)注,并在國(guó)外地鐵網(wǎng)絡(luò)中得到了示范應(yīng)用[1-3]。然而,國(guó)外地鐵供電網(wǎng)多為直流750 V電制,我國(guó)地鐵多為直流1 500 V電制,瞬時(shí)浪涌可高達(dá)2 000 V,因此,飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)應(yīng)用于國(guó)內(nèi)地鐵網(wǎng)絡(luò)中需要提高電壓等級(jí)[4-5]。另外,通過(guò)提高飛輪轉(zhuǎn)動(dòng)慣量和飛輪轉(zhuǎn)速可以提高飛輪儲(chǔ)能容量,但轉(zhuǎn)動(dòng)慣量過(guò)大會(huì)造成飛輪體積、質(zhì)量的大幅提升,給軸承結(jié)構(gòu)和安裝布置帶來(lái)巨大壓力,所以提高飛輪轉(zhuǎn)速成為有效提升飛輪儲(chǔ)能容量的方法,但需要解決高速電機(jī)驅(qū)動(dòng)難題[6-8]。

在兩電平變換器驅(qū)動(dòng)高速無(wú)刷直流電機(jī)方面,文獻(xiàn)[9]提出一種基于電壓比例縮放諧波注入式脈寬調(diào)節(jié)方式,通過(guò)采取電壓比例縮放的方法,消除了電壓矢量計(jì)算角度偏差,提高了母線電壓利用率及高速電機(jī)的電流響應(yīng)特性;文獻(xiàn)[10]提出了一種基于升壓拓?fù)涞臒o(wú)刷直流電機(jī)電流控制策略,構(gòu)建了一種無(wú)需電感的升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)用以驅(qū)動(dòng)無(wú)刷直流電機(jī),使驅(qū)動(dòng)器的體積減小,并通過(guò)電流控制策略實(shí)現(xiàn)了無(wú)刷直流電機(jī)在換相區(qū)及非換相區(qū)內(nèi)平穩(wěn)的電流控制;文獻(xiàn)[11]提出一種基于虛擬三次諧波反電動(dòng)勢(shì)和反電動(dòng)勢(shì)功率因數(shù)同步頻率提取器的無(wú)位置傳感器控制與補(bǔ)償方案,該方法應(yīng)用于無(wú)傳感器驅(qū)動(dòng)的高速磁懸浮無(wú)刷直流電機(jī),并采用基于反電動(dòng)勢(shì)功率因數(shù)同步頻率提取器的補(bǔ)償方法對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)的換相誤差進(jìn)行主動(dòng)補(bǔ)償,解決了高速無(wú)刷直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中的換相誤差問(wèn)題;文獻(xiàn)[12]提出了一種基于新型控制技術(shù)的內(nèi)裝式永磁無(wú)刷直流電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)以及開(kāi)關(guān)頻率降低方式,通過(guò)引入一種新的電流波形作為控制電機(jī)的參考,在不增加計(jì)算復(fù)雜度和不改變電機(jī)定轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)的前提下降低了磁阻轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的不利影響,并通過(guò)降低開(kāi)關(guān)頻率的方式降低了開(kāi)關(guān)損耗;文獻(xiàn)[13]提出了一種優(yōu)化懸浮繞組導(dǎo)通區(qū)間的方法,文中分析了懸浮繞組的導(dǎo)通規(guī)律及轉(zhuǎn)矩繞組加載對(duì)懸浮力脈動(dòng)的影響,通過(guò)進(jìn)一步優(yōu)化懸浮繞組導(dǎo)通區(qū)間的方式,在理論層面使無(wú)軸承無(wú)刷直流電機(jī)的懸浮優(yōu)化控制得到支持;文獻(xiàn)[14]提出了一種直流環(huán)節(jié)電壓快速控制策略,該策略取代了傳統(tǒng)的直流電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)級(jí)聯(lián)策略,無(wú)中間電流環(huán),設(shè)計(jì)了一種擴(kuò)展?fàn)顟B(tài)觀測(cè)器來(lái)觀測(cè)總擾動(dòng),并提出了一種補(bǔ)償速度變化和總擾動(dòng)的控制方式,保證了飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)中的高速同步電機(jī)在寬工作范圍內(nèi)的快速動(dòng)態(tài)性能。上述研究有效解決了高速無(wú)刷直流電機(jī)的控制問(wèn)題,但由于兩電平變換器功率器件多為1 700 V以下,3 300 V及以上功率等級(jí)器件成本將大幅提高,這導(dǎo)致包含無(wú)刷直流電機(jī)的高速磁懸浮飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的電壓等級(jí)無(wú)法簡(jiǎn)單提升,在我國(guó)地鐵直流供電網(wǎng)中難以安全驅(qū)動(dòng)。

在三電平變換器驅(qū)動(dòng)無(wú)刷直流電機(jī)方面,文獻(xiàn)[15]提出一種利用改進(jìn)型單端初級(jí)電感轉(zhuǎn)換器和NPC型三電平逆變器降低無(wú)刷直流電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的方法,通過(guò)減少轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)提高無(wú)刷直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的性能;文獻(xiàn)[16]在分析兩電平直接轉(zhuǎn)矩控制方案的基礎(chǔ)上提出一種無(wú)刷直流電機(jī)三電平直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)方案,該方案將定子磁鏈改為十二邊形,使磁鏈幅值的變化減少,電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)得到有效降低;文獻(xiàn)[17]提出一種無(wú)刷直流電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)抑制系統(tǒng)的CUK-NPC拓?fù)?由于傳統(tǒng)的直流電源在該拓?fù)渲斜籆UK變換器取代,因此,輸出電壓范圍得到提高,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)通過(guò)NPC型三電平逆變器和CUK-NPC拓?fù)淇刂撇呗赃M(jìn)一步被抑制,實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了在無(wú)刷直流電機(jī)中應(yīng)用該拓?fù)浼翱刂撇呗阅軌蛎黠@抑制無(wú)刷電機(jī)的換相轉(zhuǎn)矩脈動(dòng);文獻(xiàn)[18]提出一種用于無(wú)刷直流電機(jī)的反向PWM驅(qū)動(dòng)方案,該方案從理論上分析了用于無(wú)刷直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)的三相逆變器高壓側(cè)絕緣柵雙極晶體管的自舉電路,通過(guò)減小自舉電容的放電來(lái)避免欠壓閉鎖,實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,該方案在保持自舉電容處于適當(dāng)電壓水平的同時(shí),對(duì)其可控性沒(méi)有限制。上述三電平變換器驅(qū)動(dòng)無(wú)刷直流電機(jī)的研究均未涉及高速工況,無(wú)法驗(yàn)證其是否適用于高速飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)。

上述文獻(xiàn)分別對(duì)基于兩電平變換器的高速無(wú)刷直流電機(jī)和基于三電平變換器的無(wú)刷直流電機(jī)進(jìn)行了深入研究,但尚無(wú)直接應(yīng)用于高壓高速磁懸浮飛輪驅(qū)動(dòng)的方法論述。本文針對(duì)國(guó)內(nèi)地鐵額定1 500 V、40 000 r/min的高速磁懸浮飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)應(yīng)用工況,提出基于NPC型三電平變換器的高速磁懸浮飛輪同步載波控制技術(shù),解決兩電平變換器難以適應(yīng)高壓環(huán)境及三電平變換器難以驅(qū)動(dòng)高速電機(jī)的問(wèn)題,并通過(guò)工程樣機(jī)驗(yàn)證所提方法的有效性。

1 磁懸浮飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)工作原理

磁懸浮飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)組成如圖1所示。無(wú)刷直流電機(jī)在正常工作時(shí),轉(zhuǎn)子上的霍爾元件將轉(zhuǎn)子位置信號(hào)反饋給控制單元,控制單元經(jīng)計(jì)算后向驅(qū)動(dòng)電路發(fā)送控制信號(hào),改變逆變電路的運(yùn)行狀態(tài),從而驅(qū)動(dòng)飛輪加速或減速旋轉(zhuǎn),實(shí)現(xiàn)充放電[19]。

圖1 磁懸浮飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)組成

理想狀況下飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)容量關(guān)系為

(1)

其中:E為飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)容量;J為飛輪的轉(zhuǎn)動(dòng)慣量;ω為飛輪的角速度。由式(1)可知,飛輪轉(zhuǎn)動(dòng)時(shí)的動(dòng)能與角速度的平方成正比,因此,提高飛輪的角速度能夠有效地提高飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)容量。由于飛輪轉(zhuǎn)子與電機(jī)轉(zhuǎn)子連軸,因此提高飛輪的角速度本質(zhì)是提高無(wú)刷直流電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速。

在無(wú)刷直流電機(jī)中,轉(zhuǎn)速計(jì)算為

(2)

其中:n為無(wú)刷直流電機(jī)的轉(zhuǎn)速;U為電機(jī)定子繞組實(shí)際電壓大小;I為電機(jī)繞組內(nèi)通過(guò)的實(shí)際電流大小;R為電路系統(tǒng)中包含電機(jī)的回路電阻大小;CE為電勢(shì)系數(shù);φ為勵(lì)磁磁通。由于無(wú)刷直流電機(jī)的型號(hào)確定時(shí),其勵(lì)磁磁通和總電阻值一定,故提高無(wú)刷直流電機(jī)供電電壓能夠使其轉(zhuǎn)速提升[20-21]。

本文所用電機(jī)為三相星型無(wú)刷直流電機(jī),以充電狀態(tài)(無(wú)刷直流電機(jī)作電動(dòng)機(jī))為例分析其數(shù)學(xué)模型,其等效電路如圖2所示。

圖2 三相無(wú)刷直流電機(jī)等效電路

無(wú)刷直流電機(jī)的變換器采用三相全橋開(kāi)關(guān)電路、兩相導(dǎo)通模式,則在運(yùn)行過(guò)程中,A相的電壓平衡方程式為

(3)

式中:r為定子每相繞組的電阻;ia為定子繞組中A相的相電流;L為定子每相繞組的自感;M為定子兩相繞組間的互感;ea為定子繞組的A相反電動(dòng)勢(shì);ua為定子繞組中A相的相電壓。由于三相對(duì)稱星形繞組中,三相電流的關(guān)系為ia+ib+ic=0,因此可得

(4)

由三相對(duì)稱可得另外兩相的電壓平衡方程式為:

(5)

(6)

在高速磁懸浮飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中,無(wú)刷直流電機(jī)供電電壓由功率變換器提供,常采用兩電平結(jié)構(gòu)。驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)拓?fù)淙鐖D3所示[22],其中每相包含2個(gè)IGBT(insulated gate bipolar transistor)和2個(gè)續(xù)流二極管,正常工作時(shí)采用兩相導(dǎo)通模式,每次換流在同一相的上下橋臂間進(jìn)行,變換器輸出相電壓為±1/2Vdc,輸出線電壓為±Vdc,0,其中Vdc為直流母線電壓。

圖3 傳統(tǒng)兩電平變換器驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)拓?fù)?/p>

2 NPC型三電平變換器等效模型及中點(diǎn)電壓平衡分析

2.1 NPC型三電平變換器等效模型

為解決兩電平飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)在地鐵1 500 V電制中導(dǎo)通管耐壓過(guò)高的問(wèn)題,本文提出基于NPC型三電平變換器的高速磁懸浮飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng),拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示,其中Vdc為直流母線電壓,an、bn、cn為變換器輸出相電壓的位置,P、O、N分別為變換器的正極、分壓電容中點(diǎn)、負(fù)極,S1～S12為12個(gè)IGBT,D1～D12為續(xù)流二極管,D1′～D6′為6個(gè)箝位二極管。由于NPC型三電平變換器每相IGBT數(shù)量增加,輔以合理控制,能承受比兩電平變換器更高的電壓等級(jí)。

圖4 基于NPC型三電平變換器的飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)拓?fù)?/p>

IGBT在不同導(dǎo)通組合下,NPC型三電平變換器能夠輸出的相電壓為:±1/2Vdc,0;能夠輸出的線電壓為:±1/2Vdc,±Vdc,0。忽略IGBT二極管導(dǎo)通壓降,并規(guī)定由變換器流向磁懸浮飛輪的電流方向?yàn)檎?則在變換器中,每相導(dǎo)通狀態(tài)有“1”、“0”、“-1”三種,“1”狀態(tài)表示該相輸出相電壓為1/2Vdc;“0”狀態(tài)表示該相輸出相電壓為0;“-1”狀態(tài)表示該相輸出相電壓為-1/2Vdc。以A相為例分析每種導(dǎo)通狀態(tài)下,變換器的IGBT狀態(tài)與輸出相電壓:

1)在“1”狀態(tài)下,S1、S2導(dǎo)通,S3、S4關(guān)斷。若電流為正向,則經(jīng)S1、S2流向an,此時(shí)A相輸出相電壓為1/2Vdc;若電流為負(fù)向,則由an經(jīng)D1、D2注入P,A相輸出相電壓仍為1/2Vdc;

2)在為“0”狀態(tài)下,S2、S3導(dǎo)通,S1、S4關(guān)斷。若電流方向?yàn)檎?則電流經(jīng)D1′與S2流向an,由于此時(shí)輸出端電位與O點(diǎn)等電位,因此A相輸出相電壓為0;若電流方向?yàn)樨?fù),則電流由an經(jīng)S3與D2′注入O,A相輸出相電壓仍為0;

通過(guò)建立NPC型三電平變換器換相前電路穩(wěn)態(tài)和換相瞬間的等效數(shù)學(xué)模型,可分析其輸出線電壓和其對(duì)應(yīng)電流的關(guān)系。

由于變換器輸出線電壓為-Vdc和-1/2Vdc的分析方法與輸出線電壓為Vdc和1/2Vdc一致,因此僅選擇變換器輸出線電壓在Vdc、0及1/2Vdc三種狀態(tài)、且每種狀態(tài)僅選一種典型工況建立等效數(shù)學(xué)模型,其他類似工況不作一一分析。若NPC型三電平變換器處于兩相導(dǎo)通模式,初始導(dǎo)通相為A相和B相,換相后導(dǎo)通相為A相和C相,電流由變換器到磁懸浮飛輪為正向。

2.1.1 換相前電路狀態(tài)

1)當(dāng)A相處于“1”狀態(tài)、B相處于“-1”狀態(tài)時(shí),S1、S2、S7、S8導(dǎo)通,其他關(guān)斷,此時(shí)變換器輸出線電壓為Vdc,且ia=ib,輸出線電壓和定子電流的關(guān)系化簡(jiǎn)后為

(7)

2)當(dāng)A、B兩相均為“0”狀態(tài)時(shí),等效電路如圖5所示,此時(shí)變換器輸出線電壓為0,且ia=ib,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

圖5 換相前輸出線電壓為0時(shí)NPC型三電平變換器 等效電路

(8)

3)A相處于“1”狀態(tài)、B相處于“0”狀態(tài)時(shí),S1、S2、S6、S7導(dǎo)通,其他關(guān)斷,此時(shí)等效電路如圖6所示,變換器輸出線電壓為1/2Vdc,且ia=ib,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

圖6 換相前輸出線電壓為1/2Vdc時(shí)NPC型三電平變換器等效電路

(9)

2.1.2 換相瞬間狀態(tài)

插穗的生長(zhǎng)年限決定其體內(nèi)的營(yíng)養(yǎng)物質(zhì)積累和木質(zhì)化程度。1年生莖可能由于生長(zhǎng)時(shí)間較短，養(yǎng)分存儲(chǔ)不足，加上髓部較大，所含粘液較多而容易腐爛。所以多年生的插穗成活率普遍比1年生莖高，且根系平均長(zhǎng)度、根叢數(shù)量、新生幼枝平均長(zhǎng)度整體上都比1年生莖的表現(xiàn)出明顯優(yōu)勢(shì)。但如果選取過(guò)于老化的枝條，其內(nèi)源生長(zhǎng)素會(huì)逐漸減低，細(xì)胞的再生能力也會(huì)逐漸降低，所以其生根能力和成活率也會(huì)降低，故在實(shí)際生產(chǎn)中，小花清風(fēng)藤扦插繁殖建議剪取2～4年生的枝條作為插穗最適宜。

1)當(dāng)A相處于“1”狀態(tài)、C相處于“-1”狀態(tài)時(shí),變換器輸出線電壓為Vdc,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

(10)

2)當(dāng)A、B兩相均為“0”狀態(tài)時(shí),變換器輸出線電壓為0,等效電路如圖7所示,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

圖7 換相瞬間輸出線電壓為0時(shí)NPC型三電平變換器的等效電路

(11)

3)A相處于“1”狀態(tài)、C相處于“0”狀態(tài)時(shí),變換器輸出線電壓為1/2Vdc,等效電路如圖8所示,輸出線電壓和定子電流關(guān)系為

圖8 換相瞬間輸出電壓為1/2Vdc時(shí)NPC型三電平變換器等效電路

(12)

2.2 中點(diǎn)電壓平衡分析

1)電機(jī)導(dǎo)通相為“1”狀態(tài)或“-1”狀態(tài):

(a)S1、S2導(dǎo)通且S5、S6導(dǎo)通,其他均關(guān)斷,此時(shí)Vab=0;

(b)S1、S2導(dǎo)通且S7、S8導(dǎo)通,其他均關(guān)斷,此時(shí)Vab=Vdc;

(c)S3、S4導(dǎo)通且S5、S6導(dǎo)通,其他均關(guān)斷,此時(shí)Vab=-Vdc;

(d)S3、S4導(dǎo)通且S7、S8導(dǎo)通,其他均關(guān)斷,此時(shí)Vab=0;

2)電機(jī)導(dǎo)通相均為“0”狀態(tài):

S2、S3導(dǎo)通且S6、S7導(dǎo)通,其他均關(guān)斷,此時(shí)Vab=0;

3)電機(jī)導(dǎo)通相中,其中一相為“1”狀態(tài),另一相為“0”狀態(tài):

4)電機(jī)導(dǎo)通相中,其中一相為“-1”狀態(tài),另一相為“0”狀態(tài):

為避免三電平變換器中點(diǎn)電壓不平衡導(dǎo)致輸出波形畸變,應(yīng)通過(guò)等效電壓的合理選擇來(lái)控制輸出波形。上述分析可知,第1、2類工況對(duì)中點(diǎn)電壓無(wú)影響,第3、4類工況對(duì)中點(diǎn)電壓有較大影響。由于第3、4類工況均能在相電壓上產(chǎn)生兩種相反的電壓,即在確定目標(biāo)相電壓后,可根據(jù)中點(diǎn)電壓的偏離情況有目的的選擇第3或第4類工況,從而控制中點(diǎn)電壓趨向平衡。由于同步載波控制中,輸出電平在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)保持不變,因此該控制方式對(duì)中點(diǎn)電壓有較大控制力,中點(diǎn)電壓平衡情況較常用的SVPWM控制更好。

3 同步載波調(diào)制

高速磁懸浮飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)可分為加速過(guò)程和減速過(guò)程兩個(gè)工作狀態(tài),以下將以加速過(guò)程為例,詳細(xì)分析同步載波控制技術(shù)如何實(shí)現(xiàn)對(duì)飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的控制,以及該方式對(duì)飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)性能的影響。

3.1 加速過(guò)程

飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)處于加速狀態(tài)時(shí),NPC型三電平變換器采用傳統(tǒng)的PID控制作為頂層控制策略,驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)框圖如圖9所示。

圖9 驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)控制框圖

利用優(yōu)化的同步載波調(diào)制技術(shù)進(jìn)行變換器輸出電壓的調(diào)制,即PWM周期與1/6轉(zhuǎn)速周期同步,每1/6轉(zhuǎn)速周期只發(fā)一個(gè)脈沖。該方法首先確定變換器的導(dǎo)通相,然后對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)制。

3.1.1 確定變換器的導(dǎo)通相

在無(wú)刷直流電機(jī)中,將360°電角度平均劃分為六個(gè)扇區(qū),0°～60°為第1扇區(qū),60°～120°為第2扇區(qū),120°～180°為第3扇區(qū),180°～240°為第4扇區(qū),240°～300°為第5扇區(qū),300°～360°為第6扇區(qū),不同的扇區(qū)對(duì)應(yīng)不同的導(dǎo)通相[24-25]?；魻栐z測(cè)轉(zhuǎn)子所在位置,同步載波控制方式控制轉(zhuǎn)子所在扇區(qū)對(duì)應(yīng)相IGBT的通斷。處于加速過(guò)程的無(wú)刷直流電機(jī)中定子繞組電流可經(jīng)式4、5、6變換得到:

(13)

由于同步載波控制時(shí),霍爾元件的上升沿或下降沿超前空載相反電動(dòng)勢(shì)零點(diǎn)30°,為使繞組電流的基波與空載相反電動(dòng)勢(shì)同相位,無(wú)刷電機(jī)需要提前換相[26]。使繞組電流的基波與空載相反電動(dòng)勢(shì)同相位的每相電壓超前角α與電機(jī)旋轉(zhuǎn)角速度及定子電流的關(guān)系為:

(14)

其中ω為電機(jī)旋轉(zhuǎn)角速度;Ke為反電動(dòng)勢(shì)系數(shù)。將式(13)代入式(14),可得每相電壓與每相電壓超前角之間的關(guān)系為:

(15)

3.1.2 開(kāi)關(guān)次序控制

表1 ut≤1/2ud時(shí)IGBT導(dǎo)通狀態(tài)表

表2 1/2ud

由前文分析可知,兩相導(dǎo)通模式下,一相為“±1”狀態(tài),另一相為“0”狀態(tài)時(shí),中點(diǎn)電壓將產(chǎn)生偏移,此時(shí)同步載波調(diào)制方式為小矢量調(diào)制,無(wú)論哪一項(xiàng)處于“±1”狀態(tài),處于“0”狀態(tài)的導(dǎo)通相總會(huì)有一個(gè)開(kāi)關(guān)管為調(diào)制開(kāi)關(guān)管,輸出的偏移電壓因此得到調(diào)制,有效解決了中點(diǎn)電壓偏移問(wèn)題。

3.1.3 開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化

圖10 PWM控制時(shí)序圖

由上述分析可知,同步載波控制技術(shù)通過(guò)控制NPC型三電平逆變器的開(kāi)關(guān)次序,實(shí)現(xiàn)了對(duì)輸出電壓的調(diào)制。此外,由于對(duì)調(diào)制信號(hào)進(jìn)行了平移疊加,三電平逆變器的開(kāi)關(guān)次數(shù)減少了50%,從而使開(kāi)關(guān)損耗有效降低,因此同步載波控制技術(shù)能夠從開(kāi)關(guān)次序、開(kāi)關(guān)損耗這兩方面提高三電平逆變器的性能。

由式(2)可知,輸出電壓將影響無(wú)刷直流電機(jī)的轉(zhuǎn)速,因此同步載波控制技術(shù)通過(guò)對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)制,使輸出波形的畸變率更小,有效提升了無(wú)刷直流電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性,從而使飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)能夠在大功率充放電工況下穩(wěn)定運(yùn)行。

3.1.4 轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)

無(wú)刷直流電機(jī)定子繞組換流會(huì)產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動(dòng),高速飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的轉(zhuǎn)矩與每相反電動(dòng)勢(shì)及相電流的關(guān)系為

Te=(eaia+ebib+ecic)/ω。

(16)

其中ω為無(wú)刷直流電機(jī)的角速度。由于同步載波控制技術(shù)只對(duì)輸出電壓和開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)行調(diào)制,不會(huì)改變?nèi)酂o(wú)刷直流電機(jī)每相反電動(dòng)勢(shì)和相電流的大小,因此該控制技術(shù)不會(huì)擴(kuò)大轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)對(duì)高速飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的影響。

3.2 減速過(guò)程

飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)處于減速狀態(tài)時(shí),采用能量回饋制動(dòng)[27],并要求:1)當(dāng)飛輪處于穩(wěn)定減速狀態(tài)時(shí),直流母線電壓大于電機(jī)反電動(dòng)勢(shì);2)由于飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)處于能量回饋狀態(tài)時(shí),電機(jī)在高速運(yùn)行狀態(tài),并且電機(jī)反電動(dòng)勢(shì)的電壓和頻率隨著飛輪減速會(huì)產(chǎn)生較大變化,因此一般要求飛輪轉(zhuǎn)速降至50%額定轉(zhuǎn)速時(shí)仍能實(shí)現(xiàn)能量回饋。

無(wú)刷直流電機(jī)回饋制動(dòng)控制方式仍為優(yōu)化的同步載波控制,工作原理與多重交錯(cuò)boost工作原理相同,IGBT導(dǎo)通狀態(tài)與加速狀況下類似,在此不作贅述。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證基于NPC型三電平變換器的高速磁懸浮飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的性能,設(shè)計(jì)了如圖11所示的實(shí)物樣機(jī),在樣機(jī)上進(jìn)行了飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)性能測(cè)試。該實(shí)驗(yàn)平臺(tái)包含控制柜、飛輪本體、示波器等,控制柜可實(shí)現(xiàn)飛輪本體的控制,示波器反映輸出波形。實(shí)驗(yàn)選取60 kW與200 kW進(jìn)行充放電測(cè)試,高速磁懸浮飛輪功率密度參數(shù)如表3所示。

表3 飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)參數(shù)表

圖11 高速磁懸浮飛輪系統(tǒng)樣機(jī)

三電平飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)在60 kW下的充放電實(shí)驗(yàn)分別如圖12(a)、圖12(b)所示,圖中通道1、2、3分別為A、B、C相的電流,通道4為直流電流。

圖12 60 kW充放電實(shí)驗(yàn)波形

在200 kW下的充放電實(shí)驗(yàn)分別如圖13(a)、圖13(b)所示。

圖13 200 kW下充放電實(shí)驗(yàn)波形

從圖12、圖13的充放電實(shí)驗(yàn)波形圖中可知:充放電實(shí)驗(yàn)中三相電流波形均滿足實(shí)際要求,且200 kW下的充放電波形的諧波比60 kW下的充放電波形的諧波含量更小,即充放電功率越大,A、B、C相電流波形越穩(wěn)定;在NPC型三電平變換器的作用下,無(wú)刷直流電機(jī)的轉(zhuǎn)速可達(dá)近40 000 r/min,高速磁懸浮飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)可在200 kW下充放電時(shí)運(yùn)行穩(wěn)定。通道4表示的直流電流在放電實(shí)驗(yàn)中表現(xiàn)出交流特性,其原因是本次實(shí)驗(yàn)負(fù)載采用電阻型負(fù)載。

通過(guò)飛輪樣機(jī)測(cè)試了所提出的高速磁懸浮飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)在不同運(yùn)行功率下的充放電效率,實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表4所示。

表4 不同功率下樣機(jī)充放電效率

由表4可知,高速磁懸浮飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)的運(yùn)行功率越大,充放電效率越高。

實(shí)驗(yàn)中,飛輪樣機(jī)在額定200 kW下充放電時(shí),轉(zhuǎn)速與上下橋臂直流電壓值的關(guān)系分別如圖14、圖15所示。

圖14 充電時(shí)轉(zhuǎn)速與上下橋臂直流電壓實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)擬合圖

圖15 放電時(shí)轉(zhuǎn)速與上下橋臂直流電壓實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)擬合圖

由飛輪樣機(jī)在額定200 kW下充放電時(shí),轉(zhuǎn)速與上下橋臂直流電壓關(guān)系得出以下結(jié)論:1)充電時(shí)直流母線電壓總體呈下降趨勢(shì),能量?jī)?chǔ)存在飛輪中;放電時(shí)直流母線電壓總體呈上升趨勢(shì),飛輪釋放能量;2)充放電過(guò)程中三電平變換器上下橋臂電壓時(shí)刻保持平衡,未發(fā)生電壓偏移現(xiàn)象。

5 結(jié) 論

本文構(gòu)建了基于NPC型三電平變換器的高速磁懸浮飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)。通過(guò)對(duì)無(wú)刷直流電機(jī)建模,分析出飛輪驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)轉(zhuǎn)速提升的方式,利用同步載波控制方式實(shí)現(xiàn)了對(duì)高速無(wú)刷直流電機(jī)的平穩(wěn)控制,設(shè)計(jì)實(shí)物樣機(jī)驗(yàn)證了所提方法的可行性。相比于一般的飛輪儲(chǔ)能驅(qū)動(dòng)系統(tǒng),本文所提方法在轉(zhuǎn)速和電壓等級(jí)上均實(shí)現(xiàn)了較大提升,對(duì)飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)在地鐵等高壓高速場(chǎng)合下的應(yīng)用具有重要價(jià)值,具體為:

1)設(shè)計(jì)了基于常規(guī)1 700 V器件的NPC型變換器,提高了飛輪儲(chǔ)能系統(tǒng)的電壓等級(jí),充放電過(guò)程中點(diǎn)電壓時(shí)刻平衡,可安全運(yùn)行在地鐵1 500 V供電網(wǎng)絡(luò)中;

2)提出了同步載波控制方法,實(shí)現(xiàn)了高速飛輪電機(jī)的加減速控制,優(yōu)化了IGBT的開(kāi)關(guān)損耗,使系統(tǒng)可穩(wěn)定運(yùn)行在額定1 500 V、40 000 r/min參數(shù)附近。