潘 健 ，闞加榮 ，成 乾 ，夏曉燕 ，王 淼 ，劉 俊

1.鹽城工學院 電氣工程學院，江蘇 鹽城 224051；2.國網(wǎng)東臺市供電公司，江蘇 東臺 224200

在海上風電傳輸過程中，直流匯集方式相較于交流匯集方式具有更經(jīng)濟、更可靠的優(yōu)勢，更加適用于遠距離大規(guī)模的海上風力發(fā)電傳輸系統(tǒng)［1］。其中雙有源橋變換器（dual active bridge，DAB）因具有效率高、能量雙向流動的優(yōu)點，且能夠在海上風電場啟動時為其提供能量，因此非常適用于海上風電的直流匯集。同時，在將多個DAB 變換器串并聯(lián)后又可以滿足海上風電高壓大容量的傳輸需求。

在常用的DAB 變換器串并聯(lián)拓撲結(jié)構中，輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)結(jié)構（input-parallel and outputseries，IPOS）因輸入側(cè)并聯(lián)可增大系統(tǒng)的電流水平、輸出側(cè)串聯(lián)可提高系統(tǒng)的輸出電壓等級，在海上風電直流匯集中得到了廣泛的應用。

在輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)型的變換器電路中，輸出側(cè)均壓是變換器正常運行的關鍵［2］。楊曉光等［3］針對LCC 諧振變換器，采用主從控制策略，但在海上風電直流匯集系統(tǒng)運行過程中，當主控制器發(fā)生故障時，從控制器也會受到影響，可靠性不高；Giri 等［4］采用了三環(huán)控制策略，控制相對復雜且成本較高；Giri 等［5］采用共用占空比控制，但因為器件導通時間及變壓器漏感等存在差別，均壓效果會受到影響。以上文獻所提及的控制策略均是集中式控制策略，其系統(tǒng)的可靠性、冗余性都受到一定的影響。

針對集中式控制存在的問題，考慮采用分散式控制，其中的下垂控制策略因結(jié)構簡單、冗余性好等優(yōu)點得到廣泛應用［6］。本文針對傳統(tǒng)輸入均流下垂控制策略下的IPOS-DAB 變換器存在靜態(tài)偏差的問題，提出一種改進的輸入均流下垂控制策略，即通過引入輸入電流的平均值來減少輸出電壓的跌落，從而在實現(xiàn)各模塊輸入均流/輸出均壓的同時減小了系統(tǒng)的靜態(tài)偏差；最后又通過仿真，驗證其正確性。

1 IPOS-DAB拓撲系統(tǒng)結(jié)構

圖1 為IPOS 變換器拓撲結(jié)構，圖2 為兩個DAB模塊組成的IPOS-DAB 變換器拓撲結(jié)構。圖1 中，Uin為總的輸入電壓，Uo為總的輸出電壓，Uoi為各模塊的輸出電壓，Iin為總的輸入電流，Io為總的輸出電流，Iini為各模塊輸入電流。圖2 中，Si1～Si8為IGBT 功率開關管，Li為各模塊的儲能電感，Cdi和Cfi分別為各模塊輸入側(cè)電容和輸出側(cè)電容，R為負載電阻，n為變壓器變比，其中i=1，2。

圖1 IPOS變換器拓撲結(jié)構Fig. 1 IPOS converter topology

圖2 兩個模塊的IPOS-DAB變換器拓撲結(jié)構Fig. 2 IPOS-DAB converter topology with two modules

文獻［7-8］指出，對于IPOS結(jié)構而言，系統(tǒng)穩(wěn)定運行須保證輸入并聯(lián)側(cè)均流、輸出串聯(lián)側(cè)均壓。因此只要保證各DC/DC 變換器模塊輸入電流相等，就能保證其輸出電壓相等。同理只要保證各DC/DC 變換器模塊輸出均壓，也就能保證其輸入均流。

2 傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略

為了使IPOS-DAB 變換器實現(xiàn)輸入均流/輸出均壓，以圖2 中的模塊1 為例對傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略進行分析。傳統(tǒng)輸入均流下垂控制策略框圖如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略Fig. 3 Traditional input current sharing droop control strategy

圖3中，Uo1_f為模塊1 的輸出電壓采樣值，V；D1為模塊1的移相占空比。

對于模塊1 而言，輸出電壓參考值可以表示為：

式中：U*o1為模塊1的輸出電壓參考值，V；Uref1為模塊1 的輸出電壓基準值，V；k1為模塊1 的下垂系數(shù)；Iin1為模塊1的輸入電流，A。

由式（1）可知，當變換器空載時，輸入電流為零，輸出電壓無下降，輸出電壓參考值U*o1等于輸出電壓基準值Uref1；當輸入電流不為零時，輸出電壓參考值U*o1隨著輸入電流Iin1的增加而降低，從而導致輸出電壓Uo1降低而產(chǎn)生靜態(tài)偏差。

對于兩個DAB 變換器模塊而言，當系統(tǒng)穩(wěn)定運行時各模塊的輸出電壓滿足：

式中：Uo1、Uo2分別為模塊1、模塊2的輸出電壓，V；Uref2為模塊2 的輸出電壓基準值，V；k2為模塊2 的下垂系數(shù)；Iin2為模塊2的輸入電流，A。

IPOS-DAB 變換器的輸入電流、輸出電壓滿足：

式中：Iin為總的輸入電流，A；Uo為總的輸出電壓，V。

將式（3）代入式（2），可以推出各模塊的輸入電流：

將式（3）、式（4）代入式（2），得到兩個模塊的輸出電壓：

由于兩個模塊輸出端串聯(lián)，兩個模塊的輸出電壓基準值相等，即Uref1=Uref2=Uref。因此兩個模塊的輸出電壓表達式可簡化為：

由式（6）不難看出，各模塊的輸出電壓不僅與各模塊的下垂系數(shù)ki（i=1，2）有關，還與總的輸入電流有關。由于系統(tǒng)運行時輸入電流不為零，各模塊的輸出電壓總會存在靜態(tài)偏差，從而達不到設定的預期值。

3 改進的輸入均流下垂控制策略

針對傳統(tǒng)輸入均流下垂控制策略存在的上述問題，本文提出一種改進的輸入均流下垂控制策略，如圖4 所示。改進的輸入均流下垂制策略由于兩個模塊的控制完全一致，因此模塊2 的控制部分不再顯示。

圖4 改進的輸入均流下垂控制策略Fig. 4 Improved input current sharing droop control strategy

圖4中，將模塊1 的輸入電流與各模塊輸入電流均值之差以一定的比例反饋至系統(tǒng)的輸出電壓上。改進后模塊1 的輸出電壓參考值表達式為：

式中：Iin_avg為各個模塊輸入電流的均值，A。

對比式（1）、式（7），可以看出在穩(wěn)態(tài)情況下，如果各模塊可以實現(xiàn)輸入均流/輸出均壓，那么各模塊輸入電流與均值電流之差幾乎為零，其反饋值對于輸出電壓參考值幾乎沒有影響。如果各模塊無法實現(xiàn)輸入均流/輸出均壓，那么由于Iin1-Iin_avg＜Iin1，各模塊輸入電流與均值電流之差將產(chǎn)生一個較小值，進一步反饋至輸出電壓參考值上，會控制直流變換器系統(tǒng)實現(xiàn)均流/均壓，從而有效減小了系統(tǒng)的靜態(tài)偏差。

同理，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)時，圖4中各模塊的輸出電壓可以表示為：

將式（3）代入式（8），得到各模塊的輸入電流，分別為：

將式（3）、式（9）代入式（8），得到各模塊的輸出電壓表達式：

由于兩個模塊輸出端串聯(lián)，兩個模塊的輸出電壓基準值相等，即Uref1=Uref2=Uref，因此兩個模塊的輸出電壓表達式可簡化為：

對比式（6）、式（11），可以看出改進后的輸出電壓計算時引入輸入電流平均值，并用輸入電流平均值與各模塊輸入電流的差值代替各模塊輸入電流，來減小輸出電壓擾動。當系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時，總的輸入電流Iin與2Iin_avg的差值為零，輸出電壓等于輸出電壓的基準值，輸出電壓不再受輸入電流的影響，因此輸出電壓沒有跌落，從而減小了輸出電壓的靜態(tài)偏差。

4 仿真驗證

為了比較傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略和改進的輸入均流下垂控制策略的有效性，利用MATLAB/Simulink 仿真軟件進行仿真驗證。在Simulink 中搭建由2 臺DAB 變換器構成的輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)系統(tǒng)仿真模型，仿真參數(shù)如表1所示，總的輸出電壓Uo為5 000 V，兩個模塊輸出電壓Uoi（i=1，2）的預期值為2 500 V，仿真結(jié)果如圖5～圖7所示。

表1 仿真實驗主要參數(shù)Table 1 Main parameters of simulation experiment

圖5 IPOS-DAB變換器在傳統(tǒng)和改進的控制策略下兩模塊的輸出電壓波形Fig. 5 The output voltage waveforms of the two modules of the IPOS-DAB converter under the traditional and improved control strategies

圖6 輸入電壓突變時輸出電壓波形Fig. 6 Output voltage waveform when input voltage suddenly changes

圖7 輸出負載突變時的輸出電壓波形Fig. 7 Output voltage waveform when the output load suddenly changes

圖5 給出了IPOS-DAB 變換器分別在傳統(tǒng)和改進的輸入均流下垂控制策略下兩個模塊的輸出電壓波形。圖5中，Uo_A、Uo_B分別為傳統(tǒng)與改進的下垂控制下兩個模塊的輸出電壓。由圖5 可知，在下垂系數(shù)為0.1時，傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略下，兩模塊輸出電壓Uo_A能夠?qū)崿F(xiàn)均壓，但只能達到2 487 V 左右，未能達到預期設定的2 500 V；改進后的輸入均流下垂控制策略下，兩模塊的輸出電壓Uo_B在實現(xiàn)均壓的同時穩(wěn)定在2 500 V，達到了預期的設定值。

圖6 為傳統(tǒng)和改進的輸入均流下垂控制策略下，輸入電壓發(fā)生突變時兩個模塊的輸出電壓波形。由圖6可知，在0.10 s時輸入電壓Uin由700 V突變?yōu)?00 V，改進的輸入均流下垂控制下的輸出電壓Uo_B在經(jīng)過一個暫降后穩(wěn)定在2 500 V；而傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略下的輸出電壓Uo_A只能達到2 481 V 左右，未能達到預期要求，從而證明了改進的輸入均流下垂控制策略在輸入電壓發(fā)生突變時的較高穩(wěn)定性。

圖7 為傳統(tǒng)和改進的輸入均流下垂控制策略下，負載發(fā)生突變時兩個模塊的輸出電壓波形。由圖7可知，當系統(tǒng)在0.20 s時負載由100 Ω突變?yōu)?0 Ω，輸出電流增大，改進的輸入均流下垂控制下的輸出電壓Uo_B經(jīng)過暫降后穩(wěn)定在2 500 V；而傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略下的輸出電壓Uo_A只能達到2 443 V，未能達到預期的2 500 V，證明了改進的輸入均流下垂控制策略在輸出負載發(fā)生突變時的較高穩(wěn)定性。

圖8 為改進的輸入均流下垂控制策略下，兩個模塊的電感L1、L2分別為10 μH、8 μH，而其他參數(shù)保持一致時輸出側(cè)子模塊的電壓波形。從圖8 可以看出，改進的輸入均流下垂控制策略下輸入側(cè)電感參數(shù)不一致時，兩個模塊在0.03 s 左右實現(xiàn)了均壓，證明了改進的輸入均流下垂控制策略取得了優(yōu)良的均壓效果。

圖8 輸入側(cè)電感參數(shù)不等時輸出電壓波形Fig. 8 Output voltage waveform when the input side inductance parameters are not equal

通過以上仿真結(jié)果可以看出，當IPOS-DAB變換器采用改進的輸入均流下垂控制策略后，在系統(tǒng)輸入電壓發(fā)生突變、輸出負載突變，以及電感參數(shù)不同的情況下均能實現(xiàn)均壓，保證整個系統(tǒng)的穩(wěn)定運行，并有效地減小了系統(tǒng)的靜態(tài)偏差。

5 結(jié)論

針對IPOS-DAB 變換器在傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略中存在的靜態(tài)偏差問題，提出了一種改進的輸入均流下垂控制策略。通過分析傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制的運行特性，得出傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略存在靜態(tài)偏差的原因；在傳統(tǒng)的輸入均流下垂環(huán)節(jié)，引入模塊輸入電流均值來減小輸出電壓跌落，從而在實現(xiàn)各模塊均壓/均流的同時，減小了系統(tǒng)的靜態(tài)偏差，提高了系統(tǒng)性能。仿真結(jié)果表明，改進后的輸入均流下垂控制策略相較于傳統(tǒng)的輸入均流下垂控制策略，在輸入電壓發(fā)生突變、輸出負載突變，以及電感參數(shù)不同的情況下，圴能使系統(tǒng)正常穩(wěn)定地運行，并具有優(yōu)良的均壓效果。