汪殿龍，黃浩，鄒顯鑫，梁志敏，吳朝軍

(1.河北科技大學,河北省材料近凈成形技術重點實驗室,石家莊,050000；2.航天材料及工藝研究所,北京,100076)

0 序言

等離子噴涂具有電弧溫度高、噴涂粉末飛行速度快、涂層結合強度高、氣孔率低等優(yōu)點，成為應用最廣泛的熱噴涂工藝[1-2]，在航空、航天、冶金、石化、汽車、海洋防護、電子以及生物等領域發(fā)揮了重要作用[3-5].

等離子噴涂利用非轉移型等離子弧，經(jīng)等離子噴涂噴槍對噴涂氣體進行機械壓縮、熱壓縮和磁壓縮，產生高溫、高速的等離子弧，噴涂粉末在等離子弧中得到充分加速，進而與工件表面達到緊密的機械結合[6].等離子噴涂的工作氣體為還原性氣體(如H2氣)和惰性氣體(如Ar 氣)，可保護噴涂粉末和工件不被氧化，因而可得到高質量的噴涂涂層[7].在等離子噴涂過程中，氬氣流量主要影響等離子弧的速度，氫氣流量主要影響等離子弧的溫度[8].等離子弧溫度高，可快速熔化難熔的噴涂粉末；噴涂粉末速度快，得到的涂層結合強度高、孔隙率低.

等離子噴涂設備主要包括電源、噴槍、控制柜、水電轉接箱、送粉器及冷卻裝置[9].等離子噴涂電源為整個噴涂過程提供能量，其工作電流和電壓是影響涂層質量的重要參數(shù).為確保獲得優(yōu)良的涂層性能，等離子噴涂電源首先要提供足夠的能量，其次要有良好的動特性.因此，等離子噴涂電源正朝著大功率、高效率、低紋波及高精度的方向發(fā)展[10].歐美國家對等離子噴涂電源的研究工作起步較早，現(xiàn)已涌現(xiàn)出一批大型的跨國公司，如瑞士的Oerlikon Metco、美國的Praxair 和德國的GTV 公司等都分別開發(fā)了自己的系列產品.

北京航空制造工程研究所在20 世紀70 年代成功研制了第一臺80 kW 的磁放大器式二極管整流電源，其效率僅為50%～ 60%，且體積大、成本高、可控性差，基本已被市場淘汰[11].針對磁放大器式二極管整流電源存在明顯的不足，20 世紀90 年代甘肅工業(yè)大學成功研制了PLC 控制的晶閘管整流式等離子噴涂電源，其控制特性好，但未能推廣到工業(yè)應用上[12].北京航空制造工程研究所又自行研制了80 kW 高性能可控硅等離子噴涂電源，效率僅為70%～ 80%，由于主電路采用非全波整流，等離子噴涂工作中會產生高次諧波，對電網(wǎng)造成污染，并且抗干擾能力較差[13]，所以現(xiàn)階段只有一部分性能穩(wěn)定、技術成熟的可控硅整流電源仍在使用.

21 世紀以來，國內大學與研究院相繼開展等離子噴涂逆變電源的研制.北京航空制造工程研究所于2002 年成功研制NB-800 型等離子噴涂逆變電源，其電源額定功率80 kW，額定電壓80 V，額定電流1 000 A，電源的主電路拓撲采用四組電源并聯(lián)組合結構，電源效率在85%左右[14].河北科技大學研制了基于TMS320F2812 的等離子噴涂數(shù)字化軟開關逆變電源，通過控制PID 參數(shù)解決電弧電流發(fā)散振蕩和熄弧的問題[15].但等離子噴涂逆變電源因設計過于復雜，降低了電源的可靠性，增加了控制精度的不穩(wěn)定性.更重要的是，逆變電源沒有從根本上解決輸出電流紋波大的問題，造成噴槍壽命短、涂層質量不穩(wěn)定，限制了涂層性能進一步提升，很難在工業(yè)領域進行大批量生產.

針對目前等離子噴涂電源效率低、電流紋波大、控制精度差、電路結構復雜且成本較高等缺點，文中提出一種基于2 個四相交錯并聯(lián)Buck 變換器通過CAN 總線并聯(lián)，形成八相交錯并聯(lián)Buck 變換器的大功率等離子噴涂斬波電源.其中，Buck 變換器作為一種傳統(tǒng)的電源結構更容易實現(xiàn)高頻，可以任意調節(jié)占空比，具有工作效率高、控制精度高、動態(tài)響應快、參數(shù)穩(wěn)定等優(yōu)勢[16].Buck 變換器采用交錯并聯(lián)技術可以大幅降低電流紋波，進而降低等離子弧的波動.結合工程應用背景，研制試驗樣機，并進行斬波電源的性能分析和等離子噴涂點火試驗，驗證理論分析和工程設計的正確性.

1 斬波電源拓撲結構

1.1 主電路拓撲

等離子噴涂斬波電源主電路拓撲如圖1 所示.三相380 V 交流電經(jīng)變壓器降壓為三相200 V 交流電后，通過整流橋模塊和濾波電容將交流電變?yōu)橹绷麟?Buck 變換器模塊使用四相交錯并聯(lián)技術，單模塊功率為40 kW，文中使用2 個Buck 變換器模塊通過CAN 總線交錯并聯(lián)組成大功率等離子噴涂斬波電源，總功率為80 kW.若需要更大功率，可以使用多個Buck 變換器模塊并聯(lián)達到等離子噴涂電源大功率、低紋波、高效率的需求.

圖1 斬波電源的主電路拓撲Fig.1 Main circuit topology of chopper power supply

圖2 為四相交錯并聯(lián)Buck 變換器的拓撲結構，該拓撲采用共正極軌Buck 變換器的交錯并聯(lián)技術，降低了Buck 變換器驅動電路的復雜性.其中，4 路Buck 變換器的電氣參數(shù)一致，各支路電感電流均為四相交錯并聯(lián)Buck 變換器總電流的1/4，4 個開關管的驅動信號依次相差90°，有助于降低輸出電流紋波和開關器件的開關應力.2 個四相交錯并聯(lián)Buck 變換器模塊通過CAN 總線進行交錯并聯(lián)，8 個開關管的驅動信號依次相差45°，形成基于八相交錯控制時序的等離子噴涂斬波電源.

圖2 四相交錯并聯(lián)Buck 變換器Fig.2 Four-phase interleaved parallel Buck converter

1.2 紋波產生機理

單相Buck 變換器的輸出電流為流過功率電感的電流.在一個開關周期內，功率電感有儲能和釋能兩種狀態(tài)，因此會產生電流紋波.

在輸入輸出不變的前提下，當開關管導通時，電感電流變化量為

式中：ΔiL1為電流增加量(A)；VS為輸入電源電壓(V)；VO為輸出電壓(V)；L為電感(H)；TS為開關周期(s)；D為開關管接通時間占空比；t1是開關管截止時刻.

當開關管截止時，電感電流變化量為

式中：ΔiL2為電流減少量(A)；t2是開關周期截止時刻.

由于穩(wěn)態(tài)時兩個電感電流變化量相等，即ΔiL1=|ΔiL2|，所以

圖3 為Buck 變換器運行在連續(xù)導通模式時的兩種工作模式.開關管開通期間，電流通過負載流向開關管，功率電感處于儲能狀態(tài)，電感電流線性增加；開關管截止期間，負載通過續(xù)流二極管進行續(xù)流，功率電感處于釋能狀態(tài)，電感電流線性減小.

圖3 Buck 變換器工作模式Fig.3 Buck converter working mode.(a) IGBT is turned on;(b) IGBT is turned off

文中采用2 組四相交錯并聯(lián)Buck 變換器模塊進行交錯并聯(lián)形成八相交錯控制時序的斬波電源，其8 個開關管驅動信號交錯導通，相位角兩兩之間相差45°，為等離子噴涂斬波電源提供更大的功率和更小的電流紋波.

通過分析，八相交錯并聯(lián)Buck 變換器的工作原理分別以1/8,1/4,3/8,1/2,5/8,3/4,7/8 作為分段點.推導出八相交錯并聯(lián)Buck 變換器輸出電感電流紋波與占空比關系為

式中：ΔiLo為輸出總電流紋波(A)；Uin為輸入電壓(V)；f為主功率管開關頻率(kHz)；L為8 路電感量，滿足L1=L2=L3=L4=L5=L6=L7=L8=L.

最大紋波電流值為

圖4 為多相交錯并聯(lián)Buck 變換器輸出電流紋波系數(shù)與占空比關系曲線圖，可以看出，在相同條件時，并聯(lián)相數(shù)越多，輸出電流紋波越小.斬波電源選取八相交錯并聯(lián)Buck 變換器，占空比在0.125,0.25,0.375,0.5,0.625,0.75,0.875 實現(xiàn)了零電流紋波，電流紋波頻率比單相電流紋波頻率擴大了8 倍，最大電流紋波系數(shù)比單相Buck 變換器減小了8 倍，且最大電流紋波僅為ΔiLo_max=Uin/(32L·f)，保證了等離子噴涂斬波電源低紋波的特性.

圖4 多相交錯并聯(lián)Buck 變換器輸出電流紋波系數(shù)與占空比關系Fig.4 Relationship between output current ripple coefficient and duty cycle of multi-phase interleaved parallel Buck converters

1.3 仿真驗證

搭建四相交錯并聯(lián)Buck 變換器的仿真模型進行驗證，仿真參數(shù)見表1.對滿載的四相交錯并聯(lián)Buck 變換器模塊的工作狀況進行仿真，輸入電壓為300 V，輸出功率為40 kW@400 A/100 V.

表1 四相交錯并聯(lián)Buck 變換器仿真參數(shù)Table 1 Four-phase interleaved parallel Buck converter parameters

通過仿真對比四相交錯并聯(lián)Buck 變換器的4 路電感電流和輸出總電流.由圖5 知，IGBT 的開關頻率為5 kHz，各支路電感電流相位角兩兩相差90°，4 路電感電流的均流情況一致，單相電感電流紋波為17.8 A；對比圖6 的輸出總電流，電流紋波僅為4.8 A，電流頻率為20 kHz，且在占空比為0.25,0.5,0.75 時，4 路電感電流紋波相互抵消，理論上電流紋波為0 A.由仿真結果得出，四相交錯并聯(lián)Buck 變換器具有低紋波的優(yōu)勢.

圖5 四相交錯并聯(lián)Buck 變換器支路電感電流Fig.5 Four-phase interleaved parallel Buck converter branch inductor current

圖6 四相交錯并聯(lián)Buck 變換器輸出總電流Fig.6 Four-phase interleaved parallel Buck converter total output current

2 電源研制

2.1 等離子噴涂工藝對電源的要求

基于氣體電離理論和等離子噴涂的實際工況，等離子弧的伏安特性呈現(xiàn)水平或者上升的趨勢，即隨電弧電流增大，電弧電壓基本不變或增大.等離子弧作為等離子噴涂電源的非線性負載，根據(jù)電弧物理理論，常見的恒壓源不能使等離子弧穩(wěn)定工作，只有具有緩降或陡降外特性的電源才能維持等離子弧的穩(wěn)定性.因此，等離子噴涂電源應該具有陡降的外特性，這種特性不僅可以保證等離子弧穩(wěn)定工作，而且當調節(jié)氣體流量時，電弧電流不會發(fā)生振蕩，進而保證等離子噴涂工藝質量.

為提高等離子噴涂引弧的成功率，等離子噴涂電源應具有較高的空載電壓.從空載到穩(wěn)定點火需要在幾毫秒完成，因此等離子噴涂電源應具有良好的動特性.為進一步提高涂層質量，應降低等離子弧根在陽極壁面的往復振動，這就要求等離子噴涂電源應具有較低的電流紋波.

基于等離子噴涂工藝的要求，等離子噴涂電源應具有陡降的外特性、良好的動特性、較高的輸出電壓和較低的電流紋波.

2.2 Buck 變換器設計

Buck 變換器主電路器件主要有IGBT、續(xù)流二極管、功率電感和濾波電容.根據(jù)四相交錯Buck變換器額定功率40 kW 的需求，需要對這些器件進行選型.表2 是額定功率40 kW 的四相交錯并聯(lián)Buck 變換器的電氣參數(shù).

表2 四相交錯并聯(lián)Buck 變換器電氣參數(shù)Table 2 Four-phase interleaved parallel Buck converter electrical parameters

四相交錯并聯(lián)Buck 變換器的輸入電壓為300 V，額定輸出電壓為100 V，額定輸出電流為400 A.因此選擇IGBT 和續(xù)流二極管串聯(lián)的IGBT 模塊，型號為英飛凌FF400R06KE3，其耐壓值為600 V，額定電流為400 A.電流紋波大小和電感量直接相關，為滿足低紋波的要求，電感量選用200 μH.濾波電容在電路中起到抑制電壓紋波的作用，選型依據(jù)是其電容量和耐壓能力.一般要求Buck 變換器的電壓紋波不大于5%.經(jīng)試驗驗證，選取8 個聚丙烯膜電容并聯(lián)作為濾波電容，單個濾波電容容量為10 μF，耐壓為600 V.

2.3 Buck 變換器結構設計

為使元器件充分散熱且結構美觀，設計4 個IGBT 模塊和8 個濾波電容安裝在同一散熱器上，而將4 個功率電感安裝在與散熱器同一高度，在充分散熱的同時，又可降低樣機的高度.

四相交錯并聯(lián)Buck 變換器模塊結構模型如圖7 所示，設計要點如下：①將發(fā)熱量較大的4 個IGBT 模塊均勻擺放在靠近進風口的位置，上面放置8 個濾波電容，以獲得更好的散熱效果.②根據(jù)4 個IGBT 模塊的間距，繪制合適的電路板，為4 路IGBT 提供驅動，優(yōu)化接線方式.③將4 個功率電感和散熱板拉開一定距離，放置于機箱另一側，使其得到充分散熱.④采用獨立風機對散熱板進行散熱.

圖7 四相交錯并聯(lián)Buck 變換器結構圖Fig.7 Four-phase interleaved parallel Buck converter structure diagram

經(jīng)合理布局得到1 個四相交錯并聯(lián)Buck 變換器樣機，長度為450 mm，寬度為405 mm，高度為150 mm，因此選擇4U*500 mm 的機箱，對四相交錯并聯(lián)Buck 變換器進行裝配，外部接口位于機箱前面板，包括輸入正極端子、輸出正極端子、負極端子及通信端口.

3 試驗驗證

3.1 單模塊紋波驗證

等離子噴涂電源因電流紋波過大會影響等離子噴涂設備的可靠性，并且還會導致等離子弧的波動，影響等離子噴涂涂層質量，因此，設計基于八相交錯并聯(lián)Buck 變換器的斬波電源，降低電流紋波，并對斬波電源的輸出電流紋波進行測量.

圖8 為四相交錯并聯(lián)Buck 變換器滿載(40 kW)時的支路電感電流與總輸出電流，第一相電感電流為100.67 A，第二相電感電流為96.67 A，其相位角相差90°，能看出明顯電流紋波；總輸出電流為396 A，電流紋波較小且無法看出，驗證了斬波電源可以通過交錯并聯(lián)技術來降低電流紋波的效果.

圖8 四相交錯并聯(lián)Buck 變換器支路電感電流與輸出電流波形圖Fig.8 Waveform diagram of branch inductor current and output current of four-phase interleaved parallel Buck converter

3.2 不同電源紋波對比

圖9 是可控硅整流電源、逆變電源、斬波電源3 種等離子噴涂電源在實際噴涂過程中輸出電流的波形，根據(jù)輸出電流的峰-峰值和平均值，可以對比不同等離子噴涂電源的電流紋波率.

圖9 3 種等離子噴涂電源電流紋波對比Fig.9 Comparison of current ripple of three plasma spraying power supplies.(a) thyristor power supply;(b) inverter power supply;(c) chopper power supply

可控硅電源輸出電流578 A 時，峰-峰值為80 A，電流紋波率為13.84%；逆變電源輸出電流681 A時，峰-峰值為88 A，電流紋波率為12.92%；斬波電源輸出電流711 A 時，峰-峰值為56 A，電流紋波率為7.88%.斬波電源在滿足等離子噴涂設備正常運行時，電流紋波率明顯低于可控硅電源和逆變電源.因此，斬波電源作為等離子噴涂電源可以有效降低等離子弧的波動、延長噴槍壽命、提高涂層的質量.

3.3 效率對比

早期的磁放大器式二極管整流電源的效率僅為50%～ 60%，高性能可控硅整流電源的效率為70%～ 80%，最新研制的逆變電源也僅在85%左右.因此，等離子噴涂電源的效率亟需大幅度的提高.

圖10 為恒流模式下1 組四相交錯并聯(lián)Buck變換器模塊的效率曲線.電流在100～ 400 A 范圍時，四相交錯并聯(lián)Buck 變換器效率都能達到87%以上.電流為350 A 時，效率最大為94.5%，額定電流為400 A 時，效率為92.7%.相比傳統(tǒng)的等離子噴涂電源，斬波電源的效率得到有效提高，提高了能量利用率.

圖10 四相交錯并聯(lián)Buck 變換器效率Fig.10 Four-phase interleaved parallel Buck converter efficiency

4 結論

(1) 分析了電流紋波產生機理.按照等離子噴涂電源80 kW 的功率需求，搭建2 個40 kW 的四相交錯并聯(lián)Buck 變換器的模塊并進行交錯并聯(lián)，完成了基于八相交錯并聯(lián)Buck 變換器的等離子噴涂斬波電源的研制.

(2) 通過仿真和試驗驗證了斬波電源的性能.相比可控硅整流電源和逆變電源，斬波電源輸出電流紋波率僅為7.88%，電源最高效率為94.5%，滿足了等離子噴涂電源低紋波和高效率的需求.