張嘯陽，姚守權，徐俊成，蔣 瑜

華東師范大學 物理與電子科學學院，上海市磁共振重點實驗室，上海 200062

引 言

永磁型磁共振儀器廣泛應用在醫(yī)療成像、能源地礦、食品農業(yè)中．磁體作為儀器的重要組成部分，通常采用釹鐵硼（Nd-Fe-B）材料制成，該材料的缺點是溫度穩(wěn)定性較差，通常1 ℃的溫度變化會導致磁場強度變化1 000 ppm（Parts per Million，百萬分之一）[1]．除此以外，磁體會受到附近大型鐵磁性物體移動和電流變化等因素影響，包括50 Hz 交流電、電梯升降、地鐵列車運行等[2,3]．磁場的穩(wěn)定性分為長期穩(wěn)定性和短期穩(wěn)定性：影響長期穩(wěn)定性的因素主要是由溫度變化造成的慢速磁場偏移；而影響短期穩(wěn)定性的因素主要是由環(huán)境干擾引起的瞬態(tài)磁場波動．在醫(yī)療成像中，磁場不穩(wěn)定會導致每次采集信號的相位出現波動，造成圖像模糊、圖像錯位甚至產生偽影[4,5]；而在食品等檢測領域，磁場偏移會導致樣品檢測的一致性變差，影響檢測結果的重復性和可靠性．

為解決慢速磁場偏移，現有技術主要是在磁體外側加裝隔熱棉等保溫材料，并外加恒溫控制裝置[1]．但由于保溫材料效果有限，且恒溫控制裝置存在溫控精度不夠和反饋滯后等問題，只能將磁場穩(wěn)定在57 ppm/天[6]的程度．為了避免瞬態(tài)磁場波動帶來的影響，現有技術主要采用主動和被動磁屏蔽裝置．被動磁屏蔽裝置是采用高導磁材料，安裝在磁體周圍或儀器所在房間的各個墻面上；而主動屏蔽裝置則是在磁體周圍加裝主動補償設備，主要包括磁傳感器、三維磁場線圈和電流源．屏蔽裝置可以有效穩(wěn)定磁場，但存在成本高昂、裝置繁瑣等缺點．除了以上兩類方法外，還可以采用核磁共振傅里葉變換方法[7,8]來對磁場進行鎖定，即對鎖樣品射頻激發(fā)后，將得到的磁共振信號經過放大、正交檢波、低通濾波和采樣后，再通過傅里葉變換計算核磁共振信號頻率，從而計算磁場偏移并進行補償．但此方法電路比較復雜，同時傅里葉變換也需要一定時間，會造成產生補償磁場的延遲，因此它通常用于慢速磁場偏移的測量和補償．

本文在現有研究的基礎上，利用了磁通門傳感器的高靈敏性和核磁共振測量頻率方法的高精確度，并結合現場可編程門陣列（Field Programmable Gate Array，FPGA）的高速處理性能，設計了基于磁通門和時域數字鑒頻的磁場鎖定系統(tǒng)，包括（1）磁通門鎖場方法[9]，擬解決因環(huán)境干擾所造成的瞬態(tài)磁場波動（其頻率在1 kHz 以下）；（2）時域數字鑒頻鎖場方法，旨在解決磁場慢速波動的問題．時域數字鑒頻鎖場方法在現有恒溫控溫裝置的基礎上，首先對鎖樣品進行射頻激發(fā)，然后將產生的磁共振信號放大，通過混頻、低通濾波獲取差頻信號，接著采用過零比較器將差頻信號轉化為數字方波直接送入FPGA 進行高速鑒頻，不需要進行采樣和傅里葉變換．通過簡單的電路和數字處理，就能夠測得磁場的變化量．將兩種鎖場方法同時使用，即使磁通門傳感器放置在磁體附近，但由于磁體本身具有較好的磁屏蔽特性，溫度引起的主磁場變化也不會對磁通門鎖場方法造成影響．

1 理論與方法

1.1 磁通門鎖場方法

常見的環(huán)境干擾會造成主磁場的瞬態(tài)波動，而0.2 μT 以上的磁場變化就會對磁共振實驗造成影響[3]．為了檢測并補償磁場波動，首先需要確定測量磁場的方法．常見方法主要有以下幾種：（1）無定向磁強計，通過檢測磁場與磁化物體間的作用力來測量磁場；（2）感應線圈磁強計，通過檢測線圈中磁通變化來獲得表征磁場強弱的電信號；（3）磁通門磁強計，根據軟磁芯材料的磁化飽和特性來檢測磁場強度[10]．磁通門磁強計噪聲系數低、靈敏度高，且分辨率可以達到nT[11]，能夠滿足微弱波動磁場的檢測需求．因此本文采用磁通門傳感器，對環(huán)境的瞬態(tài)波動磁場進行高靈敏探測．

圖1為磁通門鎖場方法的原理框圖，將磁通門傳感器放置在磁體附近，所測磁場以模擬電壓形式輸出，同時包含磁體在該處產生的靜態(tài)逸散磁場、地磁場和外界干擾造成的瞬態(tài)磁場，經過模/數轉換器（Analog to Digital Converter，ADC）轉為數字信號后送入FPGA 進行高速數值計算．計算處理后得到的補償量通過數/模轉換器（Digital to Analog Converter，DAC）轉為補償電壓，驅動電流放大器產生補償電流，然后送入磁體兩極繞制的B0補償線圈，從而產生補償磁場，以達到穩(wěn)定磁場的目的．

圖1 磁通門鎖場方法的原理框圖Fig.1 Block diagram of field locking method based on fluxgate sensor

由于磁通門鎖場方法只考慮對波動的磁場部分進行補償，因此在FPGA 的邏輯設計中，首先需要對靜態(tài)磁場和瞬態(tài)磁場進行分離．將一段時間的數字測量信號取平均，其結果作為靜態(tài)磁場，并從測量數值中去除，剩下的就是瞬態(tài)磁場值．當有外界瞬態(tài)磁場干擾時，為了準確測量靜態(tài)磁場，可以適當延長測量時間，以盡可能消除靜態(tài)磁場的影響．不過，即使不能從測量值中準確去除靜態(tài)磁場，在一定程度上造成補償電流的小幅度增加，導致測得的核磁共振信號頻率出現一定偏移，也不會影響瞬態(tài)磁場的補償效果．在磁通門測量磁場并進行模/數轉換的時候，會存在測量電路內部噪聲造成的測量電壓毛刺和量化誤差等的影響．為了減少這些因素造成的測量偏差，我們將瞬態(tài)磁場值采用通頻帶較為平坦的巴特沃斯（Butterworth）數字低通濾波器進行濾波處理．本文擬解決頻率在1 kHz 以內的環(huán)境干擾，根據軟件模擬仿真，將濾波器的截止頻率（?3 dB 點）設為1.2 kHz，階數設為4 階，可以保證具有較高的帶外抑制性能，濾波器的幅頻響應如圖2所示．

圖2 巴特沃斯低通濾波器幅頻響應Fig.2 Amplitude-frequency response of Butterworth low pass filter

瞬態(tài)磁場值經過濾波后，再做均值化處理，可以進一步減少噪聲的影響，提高測量精度．以最大環(huán)境干擾頻率1 kHz 為例，假設單個周期滿足20 個抽樣點數，就可以對瞬態(tài)磁場有較好的補償效果，這樣至少需要20 k/s 的采樣率，本文使用最大采樣速率為1 M/s 的ADC 采集模擬信號，則最多可以每50 個點數做一次均值化處理．經過上述處理后，基于PID（Proportion Integral Differential）算法[12]的思想，采用調節(jié)比例的方法計算出補償值．在軟件仿真中，根據磁通門檢測電壓與磁場的關系（100 mV/μT），同時測量并擬合出DAC 輸出電壓與磁場強度變化的線性關系，以此確定補償比例系數．在磁通門鎖場的實際測試中，可以進一步手動微調補償比例系數，以保證產生的補償磁場可以更好地反相抵消瞬態(tài)波動磁場．

本文的設計中采用高靈敏度磁通門傳感器（Mag670，Bartington），量程為±100 μT，精度為0.1 nT，量程和精度能夠滿足磁場波動檢測要求．將磁場檢測值送至FPGA 中進行高速計算，從開始分離磁場到輸出補償電壓值的總時間小于1 μs，具有較快的實時補償性能，由于采用了高速數字補償計算，整個磁場鎖定方法性能穩(wěn)定，重復性較好．圖1中提及的“時域數字鑒頻鎖場方法”將在下文進行介紹，將磁共振信號轉為方波后同樣送入FPGA 處理，并將兩種方法計算出的磁場補償值進行疊加，一并送入DAC 產生補償電壓．

1.2 時域數字鑒頻鎖場方法

永磁磁體的溫度穩(wěn)定性較差，溫度的微小變化都會造成主磁場漂移，從而影響到磁共振實驗的一致性和可靠性．為了解決這一問題，首先需要對磁場的這一變化進行高精度測量．采用核磁共振方法能夠精確測量磁場，通常是將脈沖激發(fā)后的磁共振信號進行放大、模數轉換和正交檢波等處理，然后采用傅里葉變換計算出磁場偏移值，但這種方法電路實現較為復雜．本文則采用時域數字鑒頻方法測量樣品共振頻率的偏移．在磁體已經采用保溫、控溫裝置的基礎上，采用較為簡單的電路設計，將線圈感應的磁共振信號經過混頻、低通濾波和過零比較后，轉為數字方波送入FPGA，直接精確測量磁共振方波信號的周期，計算出鎖樣品的共振頻率偏移．進而可對磁場的變化進行補償，達到磁場鎖定的目的．我們以本課題組正在研制的食品快檢磁共振分析儀中采用0.5 T 永磁材料設計的磁體部分為例，來說明本文如何采用時域數字鑒頻鎖場技術，對因環(huán)境溫度改變引起的慢變化磁場進行精確測量．鎖樣品采用硫酸銅溶液，1H 共振頻率約為21.375 MHz．

1.2.1 采用混頻技術提高鑒頻精度

將磁共振鎖場信號轉為方波后，采用FPGA 時鐘對數字方波的周期進行計數，根據計數值可以計算鎖信號的周期和頻率．假設FPGA 采用100 MHz 時鐘對數字方波的周期（計數周期為10 ns）進行計數．直接測量時，被測信號頻率過高，測得的計數值僅為4．且由于被測信號與FPGA 時鐘之間無關聯(lián)，所以該計數值還會存在±1 的計數誤差[13,14]，這將導致計數值的誤差過大，不能滿足對鎖共振信號頻率的測量精度（±1 μT）要求．為了解決這個問題，可將鎖共振信號與本振參考信號先進行混頻處理并取出差頻信號，然后采用FPGA 對差頻信號的周期進行測量，就可以提高周期檢測的精確度，但具體能達到的精度水平還與差頻信號的頻率選取有關．

差頻信號的頻率選取，需要同時考慮最大的磁場波動和鎖共振信號的衰減情況．首先，混頻后的差頻信號頻率必須大于不同時間測量的鎖共振信號頻率的最大偏差，即鎖共振信號的頻率必須始終大于本振參考信號的頻率，因為僅僅通過對差頻信號的周期測量，無法判定鎖共振信號的頻率是大于還是小于本振參考信號頻率．在差頻信號的頻率選取之前，首先對磁體的波動情況進行測量，12 h 測得的鎖共振信號最大頻率波動約為2 kHz，再考慮可能出現的溫度異常等情況，我們將溫度引起的鎖共振信號的頻率偏差選取在大于5 kHz 的范圍．其次，需要對鎖樣品共振信號的弛豫情況進行分析，以評估鎖信號能夠用于周期測量的時間范圍．本文采用單脈沖序列，磁共振信號經過約90 dB 放大后，利用示波器（DSOX1204A，Keysight Technologies）同時觀察射頻振蕩信號[15]和自由感應衰減信號．在射頻脈沖結束后，射頻振蕩信號持續(xù)時間約為40 μs．另外，鎖共振信號最大峰的峰值約為2 V，持續(xù)約400 μs 后，信號變得越來越弱．因此為了提高對鎖信號周期測量的準確性，我們選擇在射頻脈沖結束后等待50 μs 開始對鎖信號的周期進行測量，并且測量持續(xù)時間不超過300 μs，避免因電路、磁體性能變差等原因，造成鎖信號變弱和弛豫時間縮短，進而無法對其進行準確測量．但另外，在條件允許的前提下，差頻信號的頻率越低，對其周期測量的精確度就會越高．因此為了保證測量精度，差頻信號的頻率也不能設置過高．

假設選取的差頻信號的頻率為fIF（對應周期為TIF），采用的FPGA 時鐘頻率為fclk，FPGA 對差頻信號進行n個周期測量，周期計數值為N，那么：

根據(1)式可知，通過測量計數值N，可以計算差頻信號的頻率．將其與本振參考信號頻率相加，即可得到鎖共振信號的頻率．通過對不同時間鎖共振信號頻率的測量，從而獲得磁場的波動情況．

假設將磁場鎖定在差頻信號頻率為fIF,0的位置（稱作鎖定頻率），此時對應的差頻信號n個周期的計數值為N0，則每次測得的頻率偏差ΔfIF為：

根據(2)式，當頻率偏差ΔfIF＞0 時，測得的計數值N小于N0，說明此時測得的頻率高于鎖定頻率fIF,0.

本文使用的FPGA 測量時鐘為100 MHz，每次測量的鎖信號方波周期數固定不變，信號測試時間介于100～300 μs 之間，那么不同測量周期n時計算的差頻信號頻率如表1所示．如果將測試時間為200 μs 時計算得到的差頻信號頻率設置為鎖定頻率，從表1可以看出，當只對1 個周期的鎖方波信號進行測量、測試時間為300 μs 時，測得的頻率與鎖定頻率的偏差僅為1.667 kHz，不能滿足上文分析溫度引起的鎖共振信號頻率偏差大于5 kHz 要求．測量5 周期和10 周期的兩種方法，都能夠滿足因溫度引起的鎖共振信號頻率偏差大于5 kHz 要求．同時，將測量時間為200 μs 所對應的測量計數值N加1，根據(2)式計算得到5 周期和10 周期時最小頻率測量精度分別為1.25 Hz（對應磁場0.029 4 μT）和2.5 Hz（對應磁場0.058 7 μT），均滿足±1 μT 的測量精度要求．從表1也能看出，測量信號周期越長，測量精度會越高．本文選取鎖定頻率為25 kHz，連續(xù)測量5 個周期，對時域數字鑒頻效果進行驗證．當對全部實驗參數反復驗證確認后，可以在后續(xù)實驗中對差頻頻率進行優(yōu)化，以便進一步提高測量精度．

表1 不同測量周期數下，計算得到的差頻信號的頻率Table 1 The frequency measurement corresponding to different measurement periods of difference frequency signal

1.2.2 磁場補償

根據上述方法，首先測量獲得鎖方波信號周期的計數值N，然后計算得到鎖共振信號的實際頻率，并進一步計算該頻率與目標鎖定頻率的偏差；其次，采用主動補償方法，在B0補償線圈中注入補償電流，使之產生反方向的頻率偏移，以抵消計算得到的鎖信號頻率偏差，從而達到鎖定磁場的目的．補償電流由電流放大器產生，其輸入電壓由DAC 進行設置，因此需要知道DAC 設置的補償電壓值與鎖信號頻率偏差之間的關系．本文采用FPGA 可重配置的數據采集卡（USB-7856R，National Instruments），其DAC 輸出電壓范圍為?10 ～ +10 V，測試不同輸出補償電壓U（V）所產生的頻率偏移fΔ（Hz）．為了減少因測試時間較長，由環(huán)境溫度變化引起的鎖共振頻率偏移的影響，每次都先后分別設置補償電壓為0 V 和不同電壓值，將測得的鎖共振信號頻率相減即可得到頻率偏移fΔ.在?10 ～ +10 V 全量程范圍進行測試．其中，在?1 ～ +1 V 范圍，每隔0.1 V 測試一次頻率偏移；在其他電壓范圍，每隔0.5 V 測試一次頻率偏移，一共測得56 組數據．然后通過線性擬合，得到輸出補償電壓U和產生的頻率偏移fΔ之間關系：

擬合優(yōu)度值R2為0.999 1，說明擬合度較好．

通過(2)式計算得到頻率偏差ΔfIF后，由B0補償線圈產生fΔ?，對磁場偏移進行補償，以達到磁場鎖定的目的．即有：

結合(2)～(4)式，即可得出計數值N與DAC 輸出電壓U的關系：

本文同時測量5 個周期，鎖定頻率設置為25 kHz，此時測量計數值為20 000，FPGA 時鐘頻率設為100 MHz，帶入(5)式，得到該測試條件下計數值N和DAC 設置輸出電壓U之間的關系：

將利用數字鑒頻方法測得的計數值N代入(6)式，即可計算輸出補償電壓U，從而達到鎖定磁場的目的．

1.2.3 鎖場激發(fā)與接收電路

針對時域數字鑒頻鎖場方法，我們設計了相關的鎖場電路．如圖3所示，主要包括探頭、發(fā)射鏈路、接收鏈路三個部分．為了避免鎖樣品與磁場中心核磁共振樣品之間的射頻干擾，在探頭盒體內部設計了一個獨立腔體，放置用于鎖場的發(fā)射/接收（Transmit/Receive，T/R）開關電路、自發(fā)自收線圈[16]和樣品．選用硫酸銅溶液作為鎖樣品，對其中的氫核進行脈沖核磁共振探測．經測試，即使鎖樣品和磁體中心位置氫樣品間的共振頻率相差較小，但由于采用了不同的腔體設計，屏蔽性能較好，因此也能較好地解決兩個探測線圈之間的射頻干擾問題．鎖場線圈需要盡量靠近磁場的中心位置，這樣在測量鎖共振信號頻率并對磁場進行鎖定時，中心位置核磁共振樣品所在位置磁場也同樣達到鎖定狀態(tài)．

圖3 時域數字鑒頻鎖場方法的電路框圖Fig.3 Electrical block diagram of time domain digital frequency discrimination and field locking method

射頻源采用直接數字頻率合成器（Direct Digital Synthesis，DDS）進行設計，同時產生兩路射頻信號，分別作為發(fā)射鏈路的激發(fā)信號和接收鏈路的本振參考信號．FPGA 產生門控信號驅動射頻開關，將射頻源輸出的射頻信號轉為射頻脈沖信號，經過射頻放大器放大后，送入探頭中激發(fā)鎖樣品．

在接收鏈路中，由于線圈感應的鎖共振信號比較微弱，首先采用低噪聲前置放大器進行放大，接著由二級放大器放大至峰峰值2 V 左右，再通過帶通濾波器進行選頻濾波，抑制帶外噪聲．在現有0.5 T 磁場中，鎖樣品的共振頻率約為21.375 MHz，將其與21.350 575 MHz 的本振信號混頻，通過低通濾波取出差頻信號，由過零比較器轉為數字方波后送入FPGA 計算得到補償電壓．在FPGA中，將磁通門鎖場方法和時域鑒頻鎖場方法計算的磁場補償電壓值相加，由同一路DAC 進行輸出并產生補償磁場，實現對磁場偏移的鎖定．

1.3 軟件設計

本文涉及的兩種鎖場方法，采用同一個數據采集卡進行控制，同時具有16 bit 的ADC 和16 bit的DAC，其中的FPGA 可以重配置并進行數字算法設計和邏輯控制．為了更便捷地實現相應功能，使用LabVIEW 圖形編程環(huán)境，對上位機界面控制程序和FPGA 終端程序進行設計．上位機程序主要實現以下幾方面功能：（1）控制DDS 射頻源，設置激發(fā)信號與本振參考信號的頻率、相位和幅度；（2）通過DAC 輸出補償電壓，驅動電流放大器，產生磁場補償電流及勻場調節(jié)電流；（3）磁通門傳感器采集數據的處理和補償，包括磁場分離、低通濾波、均值化處理、數字波形實時顯示、補償比例系數設置等；（4）時域數字鑒頻方法中的頻率偏移測量和計算等．

上位機程序和FPGA 終端的數據傳輸采用RT 輪詢（Real Time Polling）和先進先出存儲器（First In First Out，FIFO）傳遞方式．RT 輪詢主要用于傳輸靜態(tài)磁場設定值、測量周期計數值等對速度要求不高的參數；而FIFO 主要實現對磁通門瞬態(tài)測量波形的實時顯示．FPGA 終端中主要包括磁通門鎖場、時域數字鑒頻鎖場和補償疊加輸出三部分功能，經過邏輯設計并編譯下載至采集卡后，實現對整個鎖場系統(tǒng)的控制．

2 測試結果與討論

將磁通門鎖場方法和時域數字鑒頻鎖場方法整合到一起，研制了一套磁場鎖定系統(tǒng)，如圖4所示．數據采集卡采用NI 公司的USB-7856R，發(fā)射鏈路與接收鏈路用于獲得時域數字鑒頻方法中的鎖共振方波信號，穩(wěn)壓電源為各個模塊提供直流電壓．

圖4 磁場鎖定系統(tǒng)實物圖Fig.4 Magnetic field locking system

2.1 磁通門鎖場方法測試

磁通門鎖場方法是對環(huán)境干擾造成的瞬態(tài)磁場波動進行鎖定，比如地鐵、電梯和50 Hz 大交流干擾源．這些干擾源一般都來源于儀器所在實驗室的外面，距離儀器通常都在10 米以外甚至更遠的地方，磁通門傳感器探測到的瞬態(tài)磁場波動能夠比較準確地反應磁體中心的磁場波動．

為了測試對瞬態(tài)磁場波動的鎖場效果，首先需要產生一個模擬的干擾磁場．我們將函數發(fā)生器（33250A，Agilent）輸出的正弦波信號通過音頻功率放大器（Micro-tech 600，Crown）進行放大，以便在磁體附近產生交變磁場．現有音頻功放的驅動功率較弱，干擾源因此只能放在離磁體較近的位置，干擾源、磁通門傳感器和磁體中心兩兩之間距離都為30 cm 左右，這樣磁通門傳感器檢測到的磁場波動與磁場中心的磁場波動有一定偏差，因此磁通門傳感器方法的磁場鎖定效果不太理想，并且模擬干擾場的頻率也不能設置太高．

我們對本課題組研制的食品快檢分析儀進行了磁場鎖定功效測試，利用指紋譜分析軟件的穩(wěn)定性測試功能，對磁場中心的礦泉水樣品進行磁共振采樣，然后通過傅里葉變換計算氫的共振頻率，每次測量間隔約為2 s，采樣帶寬為10 kHz，采樣點數為4 096，共振頻率的測量精度為2.4 Hz．利用上文介紹的函數發(fā)生器和音頻功率放大器，產生干擾場的頻率為1 Hz、函數發(fā)生器的輸出幅度為400 mVpp．將磁通門傳感器固定在磁體外罩的合適位置，在沒有產生干擾場情況下，測量得到靜態(tài)磁場對應的電壓值為?9.118 V．通過測量干擾場所產生的瞬態(tài)磁場波動電壓，利用1.1 節(jié)介紹的方法計算補償比例系數，并根據實際的磁場補償效果進行微調，確定補償比例系數為?1.197 2，連續(xù)測量約2 min，測得鎖場開啟前后共振頻率的變化如圖5所示．可以看出，在沒有開啟鎖場的情況下，氫共振頻率的波動最大達到了64.31 Hz；在開啟磁場鎖定后，共振頻率變化穩(wěn)定在±4 Hz（對應磁場為±0.093 9 μT）的范圍內，與頻率測量精度基本保持一致，說明基于補償的磁場鎖定效果比較理想．

圖5 磁場共振頻率在鎖場前后的波動情況Fig.5 Magnetic resonance frequency fluctuation with and without field locking control

2.2 時域數字鑒頻方法檢測頻率偏移

對磁場變化進行高精度測量是對永磁磁體磁場進行鎖定的前提．在不外加瞬態(tài)干擾磁場的情況下，本文采用時域數字鑒頻方法測量由環(huán)境溫度引起的磁場頻率的偏移．在對磁通門鎖場和時域數字鑒頻鎖場相關的FPGA 邏輯進行設計及編譯后，顯示最高工作頻率為120 MHz，為了方便計算，本文設計采用100 MHz 作為計數時鐘，此頻率能夠滿足鑒頻測量的精確度．為了采用時域數字鑒頻方法對鎖共振信號頻率測量進行驗證，儀器自動進行了長達12 h 的連續(xù)測試，每隔5 s 對鎖樣品進行一次射頻激發(fā)和差頻信號周期測量．脈沖寬度30 μs，激發(fā)中心頻率21.375 575 MHz，本振參考頻率21.350 575 MHz，每次檢測5 個鎖差頻信號方波的周期，根據FPGA 測量周期計數值并計算出差頻信號頻率偏移．圖6顯示了不同時間測量的差頻信號頻率，將其與本振參考信號頻率相加即可得到實際的鎖信號共振頻率．從圖中可以看出，12 h 的共振信號頻率偏差為2 085.8 Hz，繼續(xù)測量的話，頻率偏移還會在一定時間內繼續(xù)增大．在開始階段頻率有所增加，之后頻率逐步減小，這個慢速的頻率變化，就是由環(huán)境溫度變化引起的（整個過程磁體控溫溫度始終設置在32 ℃）．對相鄰測試數據點進行分析，采用相鄰10 點數據進行移動平均處理，每一點數據與平均數據相減得到殘差，其最大的殘差約為±40 Hz（對應磁場為±0.939 4 μT），求得均方根誤差（Root Mean Square Error，RMSE）約為10.1 Hz（對應磁場為0.237 2 μT），滿足±1 μT 的測量精度要求，相對于激發(fā)中心頻率來說，最大的頻率測量誤差為1.87 ppm．

圖6 時域數字鑒頻方法測得12 h 差頻信號偏移情況Fig.6 12 hour difference frequency signal offset by time domain digital frequency discrimination method

3 總結

本文針對0.5 T 永磁型食品快檢磁共振分析儀中出現的瞬態(tài)磁場波動和慢速磁場偏移問題，整合了磁通門鎖場和時域鑒頻鎖場兩種方法，并設計了相關電路，基本解決了永磁磁體的磁場穩(wěn)定性問題．當存在模擬的瞬態(tài)干擾磁場情況下，共振信號頻率能夠穩(wěn)定在±4 Hz（對應磁場為±0.093 9 μT）范圍內；而時域數字鑒頻鎖場方法可以快速、精確地測量磁場偏移，經計算處理后可以進一步補償由溫度變化造成的磁場偏移．由于時間和實驗條件所限，磁通門鎖場方法僅采用模擬干擾源進行測試，下一步是尋找真實的自然干擾環(huán)境對鎖場效果進行驗證；而時域數字鑒頻方法僅測試了對鎖共振信號頻率的測量，最大的頻率測量誤差為1.87 ppm，實現了對磁場偏移的精確測量，將在下一階段對磁場偏移的鎖定效果進行測試驗證；在后續(xù)的測試中，會同時測試瞬態(tài)磁場波動和溫度引起的慢速磁場波動的鎖定效果，并另文討論．

此外，現階段時域數字鑒頻鎖場方法還存在優(yōu)化空間，可以從減少放大器噪聲、提高濾波器性能、改善過零比較器滯后參數等角度著手，進一步減小鑒頻誤差．未來的目標是解決上述問題和測試補償效果，并希望通過優(yōu)化脈沖序列參數，縮短測量間隔時間，爭取將該方法同時用于對環(huán)境造成的瞬態(tài)磁場波動進行鎖定，這樣可以進一步簡化磁場鎖場系統(tǒng)，提高磁場穩(wěn)定的效果．

利益沖突

無