陳堅，莊杰榕，許志紅

(福州大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院，福建省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室，智能配電網(wǎng)裝備福建省高校工程研究中心，福建 福州 350108)

0 引言

接觸器傳統(tǒng)交流激磁工作模式存在分磁環(huán)易斷裂、運(yùn)行過程中交流噪聲大、起動過程受吸合相角影響等缺點.近年來，接觸器普遍采用直流化智能控制技術(shù)解決上述缺陷[1].在此基礎(chǔ)上衍生了相關(guān)的智能控制策略，例如：準(zhǔn)臨界電流自起動控制策略[2]、磁鏈外環(huán)電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制策略[3-4]、同步控制策略[5]、基于RBR控制策略[6]等.這些智能控制策略有效地降低接觸器的彈跳、功耗[7]、電弧，提高了接觸器的性能及電能利用效率.

接觸器直流化智能控制策略基于控制模塊的充電環(huán)節(jié)實現(xiàn)，需要將輸入側(cè)的交流電經(jīng)整流濾波電路轉(zhuǎn)換成較為平滑的直流電壓，由此會造成輸入電流畸變[8]，畸變電流的諧波含量豐富，倒流進(jìn)網(wǎng)側(cè)，導(dǎo)致嚴(yán)重的諧波污染，同時造成配電網(wǎng)電能利用效率、設(shè)備壽命降低和元件故障等問題[9].目前，越來越多的電力設(shè)備參照相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)，如《電磁兼容 限值 諧波電流發(fā)射限值(設(shè)備每相輸入電流≤16 A) (GB 17625.1—2012)》[10]對諧波的要求設(shè)立諧波抑制環(huán)節(jié).智能接觸器作為基礎(chǔ)核心設(shè)備廣泛應(yīng)用于智能化配電網(wǎng)中，卻鮮有考慮諧波抑制環(huán)節(jié).

為抑制智能接觸器所造成的諧波污染，提高電能質(zhì)量，采用模塊化思想設(shè)計接觸器的充電與控制模塊，該模塊引入Boost型有源功率因數(shù)校正技術(shù)，主電路由Boost電路和線圈驅(qū)動電路兩部分組成.對Boost電路采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制，實現(xiàn)充電過程的諧波抑制；對接觸器線圈采用電流滯環(huán)進(jìn)行斬波控制，實現(xiàn)對接觸器勵磁狀態(tài)的靈活調(diào)節(jié).以CJ20-400A 接觸器為對象進(jìn)行實驗，實驗結(jié)果驗證設(shè)計的模塊能夠有效地降低諧波污染，提升電能質(zhì)量.

1 模塊整體功能概述

設(shè)計智能接觸器充電與控制模塊對接觸器產(chǎn)生的諧波電流進(jìn)行抑制.采用模塊化思想對其進(jìn)行設(shè)計，具有設(shè)計靈活，方便查錯、維護(hù)和擴(kuò)展，系統(tǒng)利用效率高等優(yōu)點.充電與控制模塊根據(jù)內(nèi)部功能的不同劃分為主控環(huán)節(jié)、輔助電源環(huán)節(jié)、充電子模塊、控制子模塊，該模塊結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示.主控環(huán)節(jié)提供3路PWM信號，控制電力電子開關(guān)管通斷，實現(xiàn)諧波抑制和線圈電流閉環(huán)控制的目的.其外圍電路包括芯片供電電路，信號調(diào)理電路等.輔助電源環(huán)節(jié)經(jīng)EMI及整流濾波后輸出+5、+15、±15 V等多路直流電源向其余部分供電.充電子模塊以DC/DC變換器電路為基礎(chǔ)，通過電壓、電流傳感器等器件，將表示電路狀態(tài)的各物理參量送入主控環(huán)節(jié)中，依據(jù)預(yù)先設(shè)計的電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制算法進(jìn)行計算，而后輸出PWM信號控制開關(guān)管通斷，實現(xiàn)對輸入電流波形的整形，從而達(dá)到諧波抑制的目的.控制子模塊采用三態(tài)線圈驅(qū)動拓?fù)?，使線圈具有3種工作狀態(tài)，控制靈活，可以快速激磁/去磁.

圖1 接觸器充電與控制模塊結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Contactor charging and control module structure block diagram

2 充電與控制模塊設(shè)計

充電子模塊和控制子模塊是充電與控制模塊的重要組成部分，分別實現(xiàn)諧波抑制和接觸器控制的功能.該模塊的主電路由Boost電路和線圈驅(qū)動電路構(gòu)成.

2.1 充電子模塊設(shè)計

充電子模塊可對輸入電流進(jìn)行校正，減小諧波污染.引入APFC(有源功率因數(shù)校正)技術(shù)，采用DC/DC變換器作為充電子模塊電路.但不同APFC變換器拓?fù)湟种菩Ч兴煌?，需對變換器的理想電壓傳輸比進(jìn)行分析[11]，選出合適的變換器拓?fù)渥鳛槌潆娮幽K電路，改善因傳統(tǒng)控制方案缺少諧波抑制功能帶來的諧波污染.

圖2為具有PFC功能的變換器，IL為電感電流，RL為負(fù)載.假定輸入電壓Uin為：

(1)

輸入電壓Uin經(jīng)整流橋UR整流可得直流側(cè)電壓Ug為：

(2)

輸出電壓Uo紋波很小時可視為理想直流，此時變換器電壓傳輸比TVV為：

(3)

Ug、電壓傳輸比TVV與時間的關(guān)系如圖3所示.由圖3可知，當(dāng)輸入電壓過零點時變換器的電壓傳輸比為無窮大.要使諧波抑制達(dá)到最佳效果，則實際電壓傳輸比要接近理想電壓傳輸比，但在實際電路中，輸出電壓并不可能達(dá)到無窮大，為使變換器電壓傳輸比盡可能接近理想值，則要求變換器具有升壓特性，故可選用具有升壓特性的電路拓?fù)?Boost變換器對原有的接觸器控制方案改動相對小，器件增加相對較少，同時具有輸入電流波形脈動小、功率因數(shù)和效率較高等優(yōu)點.故本研究選用Boost變換器作為充電子模塊的電路拓?fù)?

圖2 具有PFC功能的變換器Fig.2 Converter with PFC function

圖3 Ug、TVV與時間的關(guān)系Fig.3 Relationship among Ug,TVV and time

圖4 充電子模塊電路拓?fù)鋱D Fig.4 Circuit topology of charging sub-module

本研究設(shè)計的充電子模塊電路如圖4所示.Uin為輸入電壓；UR為整流橋；C1為濾波電容；Ug為整流濾波后的正弦半波電壓；L1為升壓電感；IL為電感電流；VD1為二極管；VT1為電力電子開關(guān)管；C2為電解電容，保持變換器輸出電壓穩(wěn)定，其兩端電壓為Uo.充電子模塊工作過程如圖5所示：當(dāng)電感電流IL下降時，VT1開通，電路工作在模態(tài)1(如圖5(a)所示)，升壓電感L1儲存能量，從而增大電感電流；當(dāng)電感電流IL上升時，VT1關(guān)斷，電路工作在模態(tài)2(如圖5(b)所示)，升壓電感L1釋放能量，從而減小電感電流.同樣地，當(dāng)輸出電壓Uo減小時，VT1關(guān)斷，升壓電感L1釋放能量，C2儲存能量，從而令輸出電壓Uo上升；反之令VT1開通，升壓電感L1儲存能量，C2釋放能量，令輸出電壓Uo降低.

圖5 充電子模塊電路工作模態(tài)Fig.5 Charging sub-module circuit operation modes

2.2 變換器參數(shù)設(shè)計

變換器參數(shù)的選擇是決定諧波抑制效果好壞的關(guān)鍵，其可根據(jù)系統(tǒng)的輸入、輸出電壓，接觸器吸合所需功率及變換器工作頻率fs確定.

1) 升壓電感L1設(shè)計.紋波電流ΔI的大小與升壓電感L1值和輸入的電流電壓的峰值有關(guān).假設(shè)輸入與輸出功率相等，則峰值電感電流最大值為：

(4)

式中：Po為接觸器吸合所需功率；Uin min為系統(tǒng)輸入電壓峰值最小值；ILp為峰值電感電流最大值.

紋波系數(shù)一般取0.2，則紋波電流為：

ΔI=0.2ILp

(5)

電路最大占空比Dmax為：

(6)

根據(jù)式

(7)

式中：IL為電感電流；Uin為系統(tǒng)輸入電壓.可得升壓電感L1的值為：

(8)

其中：fs為變換器工作頻率.

2) 輸出電容C2設(shè)計.輸出電容由接觸器吸合所需功率Po、電壓紋波要求，以及輸出要求持續(xù)時間等共同決定，由能量守恒得：

(9)

其中：Uo max為最大輸出電壓，Uo min為輸出電壓最小值，二者之差為電壓紋波；Δt為持續(xù)時間，根據(jù)工程經(jīng)驗一般選擇15～50 ms.則可得輸出電容C2的取值范圍為：

(10)

2.3 控制子模塊設(shè)計

圖6 線圈驅(qū)動電路Fig.6 Coil drive circuit

控制子模塊以線圈驅(qū)動電路為基礎(chǔ)，靈活的驅(qū)動電路可實現(xiàn)目前大多數(shù)的接觸器智能控制方案，同時提高充電子模塊兼容性.本研究設(shè)計的線圈驅(qū)動電路具有3種工作狀態(tài)，可快速激磁/去磁，如圖6所示.充電子模塊輸出的直流源從input端口輸入；C3為電解電容；VT2、VT3為電力電子開關(guān)管；VD2、VD3為二極管；Icoil為線圈電流；以Rcoil、Lcoil表示接觸器線圈，對其采用滯環(huán)電流控制.其工作過程如下：

① 當(dāng)Iref>Icoil時，開關(guān)管VT2、VT3同時導(dǎo)通，電路處于激磁狀態(tài)，如圖7(a)所示.Uo直接加在線圈兩端，線圈電流快速上升以跟蹤參考值.此時電流流通路徑為VT2、Rcoil、Lcoil、VT3.

② 當(dāng)Iref

③ 當(dāng)Iref

圖7 線圈驅(qū)動電路工作模態(tài)Fig.7 Coil drive circuit operation modes

3 充電與控制策略

充電與控制策略設(shè)計是實現(xiàn)諧波抑制和接觸器控制的關(guān)鍵，本研究對充電子模塊采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制，抑制輸入電流諧波，對控制子模塊采用電流滯環(huán)控制，實現(xiàn)接觸器穩(wěn)定運(yùn)行.

3.1 充電閉環(huán)策略

電流環(huán)通過對電感電流控制，可實現(xiàn)輸入電流的正弦化，并與輸入電壓同相位，從而達(dá)到諧波抑制的目的.在實際運(yùn)行過程中，存在外部擾動使變換器的輸出電壓超過限定電壓造成器件的損壞，因此還應(yīng)添加一個控制輸出電壓的電壓環(huán)對輸出電壓進(jìn)行控制.控制程序流程圖如圖8所示，采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制策略對充電過程產(chǎn)生的諧波進(jìn)行抑制，讀取整流濾波后的電壓、電感電流、變換器輸出電壓值后，若其超出電感電流或輸出電壓的保護(hù)值，則將控制VT1的PWM信號置低，反之則運(yùn)行電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制策略，而后輸出占空比控制VT1通斷.

3.2 線圈電流閉環(huán)策略

在接觸器實際運(yùn)行過程中輸入電壓會產(chǎn)生波動,接觸器線圈電感也隨著氣隙的變化而變化，若采用將占空比設(shè)定為某一固定值的開環(huán)控制，則無法對線圈電流進(jìn)行精確控制，易造成過流風(fēng)險及功率的損耗，因此應(yīng)采用通過負(fù)反饋動態(tài)調(diào)節(jié)占空比的閉環(huán)控制.常見的閉環(huán)控制有：電壓型、電流型PWM控制和滯環(huán)控制.滯環(huán)控制結(jié)構(gòu)簡單、穩(wěn)定、不易因外部擾動而發(fā)生振蕩，如圖9線圈電流滯環(huán)控制程序流程圖所示，選用滯環(huán)電流控制模式，讀取線圈電流值后，若其超過線圈電流保護(hù)值則將控制VT2、VT3的PWM信號置低，反之則根據(jù)實際線圈電流與設(shè)定的電流參考值的大小關(guān)系，改變施加的占空比值.

圖8 電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制程序流程圖Fig.8 Flow chart of voltage outer-loopcurrent inner-loop control program

圖9 線圈電流滯環(huán)控制程序流程圖Fig.9 Flow chart of coil current hysteresis control program

4 實驗驗證與分析

圖10 實驗平臺Fig.10 Experimental platform

為驗證所提軟硬件方案的有效性，搭建如圖10所示的實驗平臺，以CJ20-400A接觸器為實驗對象.升壓電感L1為10 mH；輸出電容C2為300 μF；接觸器起動時間70 ms；接觸器起動/吸持電流4 A/0.5 A；充電子模塊開關(guān)頻率/采樣頻率為40 kHz；線圈驅(qū)動電路開關(guān)頻率/采樣頻率為20 kHz.

4.1 控制方案實驗對比分析

基于搭建的實驗平臺，將所提控制方案與傳統(tǒng)的不控整流電容充電方案進(jìn)行對比分析.實驗結(jié)果如圖11所示，工作交流電壓220 V，圖11(a)為傳統(tǒng)的不控整流電容充電方案，輸入電流呈現(xiàn)周期性的正負(fù)脈沖波形，諧波含量大，易對輸入電源造成不利影響.相比之下，圖11(b)為本研究所提控制方案，輸入電流畸變得到顯著改善，呈現(xiàn)正弦化.提取兩種方案的輸入電流諧波進(jìn)行傅里葉分解，對比結(jié)果如圖12所示：采用不控整流方案時輸入電流的奇數(shù)次諧波大，三次諧波占基波幅值近80%.采用本研究所提控制方案后，輸入電流各次諧波均得到有效抑制，奇數(shù)次諧波減小尤為明顯，三次諧波降至15%左右(圖12縱坐標(biāo)表示諧波幅值占基波幅值的百分比).

圖11 兩種控制方案的對比實驗波形Fig.11 Comparative experimental waveforms of the two control schemes

上述兩種控制方案下的THD值與PF值對比見表1，可知相較于不控整流方案，采用本研究所提控制方案后THD與PF均得到了改善.THD由原先的80.20%降至14.53%，PF由0.78升至0.989.由本節(jié)的實驗對比分析可知，采用本研究所提控制方案相比于不控整流方案可以實現(xiàn)更好的諧波抑制和功率因數(shù)校正效果.

圖12 輸入電流傅里葉分解Fig.12 Fourier decomposition of input current

表1 兩種控制方案下的THD值與PF值對比 Tab.1 THD and PF values were compared under the two control schemes

4.2 不同電壓等級實驗分析

由于接觸器實際運(yùn)行電壓存在波動，因此改變工作電壓，分別驗證185、265 V交流電壓條件下本研究所提控制方案的有效性.實驗結(jié)果如圖13所示，t1時刻接觸器開始吸合控制階段，通過控制開關(guān)管VT1通斷，使電感電流跟蹤上參考電流，實現(xiàn)正弦化并與輸入電壓同相位，最終達(dá)到諧波抑制的目的.通過控制開關(guān)管VT2、VT3的通斷，使線圈電流穩(wěn)定在參考值附近實現(xiàn)電流滯環(huán)控制；t2時刻鐵心閉合；在t3時刻，切換到吸持狀態(tài).實驗結(jié)果表明在不同電壓等級下輸入電流依舊呈現(xiàn)較好的正弦化.

圖13 不同電壓等級實驗波形Fig.13 Experimental waveforms at different voltage levels

5 結(jié)語

采用模塊化思想設(shè)計了智能接觸器充電與控制模塊，充電子模塊以Boost變換器為基礎(chǔ)實行電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)控制降低輸入電流諧波、減少電網(wǎng)諧波污染，彌補(bǔ)現(xiàn)有方案缺少諧波抑制功能的缺點.控制子模塊采用電流滯環(huán)策略，實現(xiàn)接觸器穩(wěn)定運(yùn)行.實驗結(jié)果表明了本研究所設(shè)計方案的有效性，為后續(xù)進(jìn)一步深入研究智能接觸器諧波抑制理論打下基礎(chǔ).