呂健健，李莉，張文梅

（山西大學 物理電子工程學院，山西 太原 030006）

0 引言

隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展和用戶需求的提高，傳統(tǒng)的單一定向天線已經(jīng)不能滿足現(xiàn)代通訊的多樣性要求。多波束天線［1］可以產(chǎn)生多個銳波束，通過切換這些銳波束來實現(xiàn)不同區(qū)域的信號覆蓋。這類天線能有效增強信號的覆蓋能力［2-3］，增大通信容量，節(jié)省頻譜資源，具有很重要的研究意義。

一般采用相控陣的方法實現(xiàn)多波束，其基本思路是：通過改變饋電網(wǎng)絡(luò)的相位實現(xiàn)波束切換。常用的波束形成網(wǎng)絡(luò)有Blass矩陣［4-5］、Butter矩 陣［6-8］和 Nolen 矩 陣［9-10］等 。其優(yōu)點是可對波束數(shù)目和形狀進行靈活控制，但是饋電網(wǎng)絡(luò)復雜，體積龐大而且成本高。近年來，電磁超表面［11-13］以其低剖面、低損耗和易集成等優(yōu)勢得到了越來越多的關(guān)注。按照超表面單元的排布方式，可將其分為相位梯度超表面和均勻超表面。其中，基于相位梯度超表面的多波束天線是通過改變超表面單元的尺寸、形狀等幾何參數(shù)就可以實現(xiàn)對電磁波反射（透射）幅度、相位的靈活調(diào)控［14-16］。文獻［17］和［18］均為多波束透鏡天線，它們都是通過改變超表面單元的某一參數(shù)來改變單元的透射相位，再通過編碼對整個超表面進行排布，不同的是文獻［17］為1 bit電控波束掃描超表面天線，即通過改變單元上加載PIN二極管的狀態(tài)來改變超表面的相位分布實現(xiàn)波束俯仰角±60°的掃描。文獻［18］中的超表面采用對稱的拋物面相位分布，采用1×7個基片集成波導（SIW）堆疊貼片天線作為饋源，通過分別激勵7個不同的端口實現(xiàn)了波束俯仰角±27°的一維掃描。這種透鏡類的天線雖然可以實現(xiàn)波束的靈活掃描，但設(shè)計較為復雜，且體積較大。基于均勻超表面的多波束天線一般采用在超表面上加載集總元件或者采用多饋電端口的方式來實現(xiàn)多波束［19-20］。文獻［19］中的方向圖可重構(gòu)天線的超表面單元為正六邊形結(jié)構(gòu)，采用蜂窩狀排布，單元之間加載了零歐姆電阻芯片，饋源為矩形微帶貼片天線，通過導通超表面上不同區(qū)域的電阻芯片來改變超表面的電流分布進而實現(xiàn)波束切換。但是引用電阻、電容等集總元件會使得天線的加工難度增大，可靠性也不高。文獻［20］提出了兩種用于波束導向應用的縫隙饋電超表面天線。兩種設(shè)計結(jié)構(gòu)相似，由一個單槽或雙槽的輻射部分和均勻超表面兩部分組成。前者通過移動單槽的位置來實現(xiàn)波束轉(zhuǎn)向功能；后者為了避免饋電槽的機械移動，提出了一種雙槽饋電結(jié)構(gòu)，采用兩條不同長度的饋線來實現(xiàn)波束的調(diào)控，但波束覆蓋范圍有限。

本文設(shè)計了一種基于均勻方環(huán)超表面的四波束可切換天線，輻射單元為一個方環(huán)貼片，由四條微帶線進行饋電，在方環(huán)貼片天線的上方加載一層3×3的均勻方環(huán)超表面來改善波束性能。通過激勵端口1-4可獲得φ=0°、90°、180°和270°四個不同方位的波束，該天線的-10 dB阻抗帶寬為8.6 GHz～9.9 GHz，增益可達到11 dBi。綜合考慮下，本文采用均勻超表面和多饋電端口結(jié)合的方式來設(shè)計多波束天線，避免了復雜的單元設(shè)計和集總元件的使用，具有低剖面、低成本、易加工以及波束覆蓋范圍廣等優(yōu)勢。

1 天線結(jié)構(gòu)

如圖1所示，天線整體結(jié)構(gòu)對稱，由超表面和輻射單元兩部分組成。超表面由3×3個方環(huán)單元組成，介質(zhì)基板采用 FR4（εr=4.4，tanδ=0.009，h1），方環(huán)單元的邊長 p≈λg（λg為中心頻率處的導波波長），相鄰單元之間間隔為g。輻射部分為方環(huán)貼片結(jié)構(gòu)，由四條微帶線進行饋電，介質(zhì)基板采用聚四氟乙烯（εr=2.2，tanδ=0.002 7，h2），最底層為接地板。上下兩層介質(zhì)基板的空氣間隙高度為hg。該天線工作在8.6 GHz～9.9 GHz，表1給出了優(yōu)化后的具體參數(shù)。

圖1 天線結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure of the antenna,(a)the side view,(b)the metasurface,(c)the square loop antenna

表1 天線結(jié)構(gòu)參數(shù)（mm）Table 1 The structural parameters of antenna（mm）

2 天線分析

為改善天線的輻射性能，實現(xiàn)波束賦形，本文在方環(huán)貼片上方加載了一個3×3的均勻方環(huán)超表面。由于天線結(jié)構(gòu)對稱，本文只討論端口1激勵時天線的仿真結(jié)果。圖2所示為仿真的加載超表面前后天線的S11?？梢钥闯霎敳患虞d超表面時，天線的諧振頻率在10.2 GHz，-10 dB阻抗帶寬為 9.8 GHz～10.5 GHz。加載超表面后，天線的諧振頻率往低頻偏移，帶寬也明顯拓寬，-10 dB阻抗帶寬為8.6 GHz～9.9 GHz（1.3 GHz）。

圖2 有無超表面時天線的S11Fig.2 S11of antenna with and without metasurface

圖3給出了有無超表面結(jié)構(gòu)時9.8 GHz處的E面方向圖，可以看出無超表面結(jié)構(gòu)時，波束聚焦效果不明顯，旁瓣較大，主波束方向在（θ，φ）=（53°，90°），增益較低，為 9 dBi。加載超表面后，天線波束旁瓣明顯減小，波束集中指向（θ，φ）=（48°，270°），這是因為從端口1輸入的能量經(jīng)過微帶線大部分耦合到其正上方的超表面單元，從而使波束方向改變。此時天線增益達到了11 dBi，較之前提高了2 dBi。

圖3 有無超表面時天線在9.8 GHz處的3D方向圖Fig.3 Radiation patterns of antenna with and without metasurface at 9.8 GHz

為進一步說明超表面對波束的調(diào)控原理，我們研究了端口1激勵時超表面上的電流分布如圖4所示。可以看到左右兩部分電流對稱，其產(chǎn)生的作用可以相互抵消。電流主要集中在端口1上方的方環(huán)單元上，從而使波束發(fā)生偏轉(zhuǎn)。圖5比較了有無超表面時天線在9.8 GHz處的E面方向圖，可見加載超表面前后，旁瓣電平從-3.3 dB降低到-10 dB，天線波束更加集中。

圖4 超表面上的電流分布圖Fig.4 Current distribution in metasurface

圖5 超表面對天線的E面方向圖的影響Fig.5 Effect of metesurface on radiation pattern at E-plane

此外，兩層介質(zhì)基板的間距hg對天線波束也有很大的影響。圖6給出了空氣間隙hg取不同值時φ=90°的截面方向圖，可以看出，當hg=1 mm時，θ=-35°處有一個明顯的背向輻射。隨著hg的增加，背向輻射慢慢減小，主波束由35°偏向48°。當hg=2 mm時，背向輻射的改善最為明顯。

圖6 空氣間隙hg對天線φ=90°截面方向圖的影響Fig.6 Effect of air gap hgon radiation pattern at φ=90°

為研究超表面排列周期對天線性能的影響，仿真了相鄰方環(huán)單元的間距g取不同值時天線的2D方向圖，其結(jié)果如圖7所示?？梢钥闯觯攇=1 mm時，波束有兩個明顯的旁瓣，且背向輻射較大。當g=2 mm，背向輻射有了明顯改善，且副瓣也有所降低，波束更加集中，增益達到了11 dBi。當g=3 mm時，靠近主波束兩側(cè)的副瓣較高，波束不夠集中，增益較之前下降了2 dB。最終取g為2 mm。

圖7 單元間距g對天線2D方向圖的影響Fig.7 Effect of cell spacing g on 2D radiation pattern

由于本文設(shè)計的天線為對稱結(jié)構(gòu)，分別激勵4個端口可獲得4個不同方向的波束。圖8給出了天線在9.8 GHz處這4個波束的三維方向圖?？梢钥闯鏊膫€傾斜波束的最大輻射方向分別為（θ，φ）=（48°，0°）、（48°，90°）、（48°，180°）和（48°，270°），天線增益達到了 11 dBi。

圖8 天線在9.8 GHz處的3D方向圖Fig.8 3D patterns of antenna at 9.8 GHz

3 仿真結(jié)果

本文采用商用仿真軟件HFSS對天線進行仿真分析，結(jié)果見圖9—圖11。圖9給出了該天線的反射系數(shù)S11、S22、S33、S44，可以看出這四條曲線幾乎重合，-10dB阻抗帶寬為8.6 GHz～9.9 GHz（1.3 GHz）。

圖9 天線的反射系數(shù)Fig.9 S-paramenters of antenna

圖10為端口1激勵時天線在9.8 GHz處的E面和H面的方向圖?？梢钥吹街鞑ㄊ窃?8°，3 dB波束寬度約為36°。圖11為分別激勵端口1-4時天線在9.8 GHz處的φ=0°和90°截面方向圖，可以看到這四個波束的輻射性能基本一致。

圖10 天線的E面和H面方向圖Fig.10 Radiation patterns of antenna at E-plane and H-plane

圖11 天線在9.8 GHz處的2D方向圖Fig.11 2D radiation patterns of the proposed antenna at 9.8 GHz

表2列出了在9.8 GHz處這四個波束的具體參數(shù)。

表2 在9.8 GHz處四個波束的具體參數(shù)Table 2 The specific parameters of four beams at 9.8 GHz

為了進一步證明本文所提出的天線的優(yōu)勢，表3給出了本文天線與其他類似天線［19-22］性能的比較。文獻［19］通過導通超表面上不同區(qū)域的零歐姆芯片來實現(xiàn)波束的一維切換，制作工藝相對復雜。文獻［20］設(shè)計了一種雙槽饋電結(jié)構(gòu)，采用變化的相位差激勵實現(xiàn)波束的調(diào)控，增益較高，但只能實現(xiàn)波束的一維調(diào)控。文獻［21］、［22］及本文天線均采用切換端口的方式實現(xiàn)波束掃描，文獻［21］將八木天線的單個端射定向波束分解為多個波束，使得增益降低。文獻［22］設(shè)計了由兩個尺寸不同的同心方環(huán)組成的雙頻段多波束天線，但剖面較高。相比之下，本文所設(shè)計的多波束天線尺寸較小，饋電結(jié)構(gòu)簡單且增益較高，波束覆蓋范圍廣，可實現(xiàn)四個方位的波束切換。

表3 所提出天線與其他相關(guān)多波束天線的比較Table 3 Comparison of the proposed antenna with other related multibeam antennas

4 結(jié)論

本文提出了一種基于均勻方環(huán)超表面的四波束可切換天線。在方環(huán)貼片天線的上方加載了一層3×3的均勻方環(huán)超表面，從而改善了波束指向性，拓展了天線帶寬。該天線工作在8.6 GHz～9.9 GHz（1.3 GHz），4個主波束與z軸夾角均為48°，增益可達11 dBi。此外，該天線整體尺寸僅為1.6λ0×1.6λ0×0.15λ0，因此，所提出的多波束天線具有低成本和小尺寸的優(yōu)點。