滕鑫，佘慧敏，梁焰

（上海理工大學(xué) 光電信息與計算機(jī)工程學(xué)院，上海 200093）

引言

平衡零拍探測器（balanced homodyne detectors，BHD）在量子隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生、量子噪聲分析、外差探測、微弱信號檢測等領(lǐng)域有著重要的應(yīng)用[1-6]。這些領(lǐng)域的發(fā)展也在推動著平衡零拍探測器的性能參數(shù)不斷地提升。2001 年，康斯坦茨大學(xué)的Hansen 設(shè)計出檢測空間光譜的平衡零拍探測器，在峰值響應(yīng)波長為790 nm時，信號帶寬達(dá)到1 MHz，散粒噪聲與電子噪聲比值為14 dB，共模抑制比達(dá)到85 dB[2]。2012 年，卡爾加里大學(xué)設(shè)計出帶寬為100 MHz，散粒噪聲與電子噪聲比值為13 dB，共模抑制比為52.4 dB 的平衡寬帶探測器[3]。2013 年，牛津大學(xué)的Merlin Cooper 設(shè)計出了一款適用于830 nm波長的直流耦合探測器，其信號帶寬為80 MHz，共模抑制比達(dá)到了63 dB，在5 mW 的入射光功率下，散粒噪聲與電子噪聲比值達(dá)到了14.5 dB[4]。2018 年，一種通過提高量子熵含量來提升隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生速率的方法被提出，在經(jīng)過數(shù)據(jù)并行處理后實時產(chǎn)生速率能夠達(dá)到8.25 Gbps。由于隨機(jī)數(shù)的上限等于最小熵和采樣率的乘積，因此采樣率越大，隨機(jī)數(shù)的產(chǎn)生速率也就越高。將平衡零拍探測器作為檢測器件時，當(dāng)采樣率超過平衡零拍探測器帶寬的兩倍時，采樣點之間會出現(xiàn)自相關(guān)現(xiàn)象，這將影響隨機(jī)數(shù)的隨機(jī)性，需要通過提高平衡零拍探測器的帶寬來加以改進(jìn)[5]。2021年，山西大學(xué)物理工程學(xué)院量子光學(xué)團(tuán)隊研制了帶寬為10 MHz，信噪比為14 dB，共模抑制比為43 dB的平衡零拍探測器，并對其噪聲特性進(jìn)行分析，找出探測帶寬和信噪比不能同時提高的原因[6]。由于應(yīng)用領(lǐng)域的需求在不斷提高，研制具有高帶寬、高共模抑制比以及高散粒噪聲與電子噪聲比值的探測器勢在必行。

本文首先從提升平衡零拍探測器的平衡性能入手，對平衡零拍探測器中光電檢測器（PIN 光電二極管）的響應(yīng)特性進(jìn)行測試，選擇性能相近的PIN 光電二極管進(jìn)行平衡探測。接著對放大電路進(jìn)行改進(jìn)，采用跨阻放大的方式，將光電流信號轉(zhuǎn)化為光電壓，另外還增加了二級比例運放的設(shè)計，通過采用兩級放大級聯(lián)的方案，解決一級采樣放大器增益帶寬積局限的問題，緩和平衡探測器增益與帶寬之間相互制約的矛盾，最終實現(xiàn)了高共模抑制比的突破，在保障探測靈敏度的同時提升了探測器的響應(yīng)帶寬，并能夠滿足散粒噪聲測量極限的需求。

1 平衡零拍探測器的原理

平衡零拍探測器的基本結(jié)構(gòu)如圖1 所示，主要包括4 個部分，分別為光電檢測部分、信號跨阻放大提取部分、二級運算放大部分，信號輸出分析部分。

圖1 平衡零拍探測器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Schematics of BHD structure

光電檢測部分的基本原理如圖2 所示，弱信號光與強(qiáng)本振光在低損耗的分束器上相干結(jié)合后，分別入射到兩個相似的光電二極管上，平衡探測器的接收端采用兩個光電二極管串聯(lián)的方式，接收到的光電流信號在電路節(jié)點處作差，所得的差值信號即可反應(yīng)出信號光的相關(guān)信息[7-9]。這樣的設(shè)計不僅避免了傳統(tǒng)方案中使用減法器對采樣后的電壓信號進(jìn)行做差處理的復(fù)雜操作，還可以同時抑制兩束光的共模噪聲，提高平衡零拍探測器的共模抑制比。

圖2 光電檢測部分的基本原理Fig.2 Schematics of photodetector

2 探測器的設(shè)計

2.1 光電管的選擇

平衡探測器的性能，特別是共模抑制比，在很大程度上受到光電二極管的影響。以往的光電檢測系統(tǒng)中所使用的光電二極管包括PIN 型光電二極管、雪崩光電二極管(avalanche photo diode，APD)或者光電倍增管。在結(jié)構(gòu)上，APD 較PIN管多了一個雪崩增益區(qū)，能夠利用載流子的雪崩倍增效應(yīng)來放大光電信號，實現(xiàn)對微弱光信號的測量，同時還具有超低噪聲、高速、高互阻增益的特點。然而，APD 通常置于60 V 以上的高反向偏置電壓下工作，以產(chǎn)生雪崩倍增效應(yīng)。在倍增狀態(tài)下，APD 通常用于探測功率在1 nW 至幾微瓦之間的入射光。當(dāng)入射光功率過大時，倍增系數(shù)反而會下降，從而引起光電流的畸變，且倍增電流與入射光功率不再具有線性關(guān)系，輸出幅度反而隨之減小[10]。另一方面，APD 在工作時極易受到溫度變化的影響，隨著溫度的改變會出現(xiàn)一些額外的噪聲。這對于要求高飽和功率且希望噪聲光電流與入射光功率成線性關(guān)系的量子探測實驗來說，顯然是不適宜的。相較而言，PIN管具有結(jié)構(gòu)簡單、低暗電流、小結(jié)電容、低偏置電壓、寬線性范圍等優(yōu)點，更能夠滿足低噪聲光電檢測系統(tǒng)的需求。設(shè)計中選擇作為光電檢測器件的PIN 管型號為LSIPD-A75(Ligthtsensing)。LSIPD-A75 的截止頻率高達(dá)2.5 GHz，結(jié)電容約為1 pF，暗電流為0.2 pA，能夠響應(yīng)的光波段范圍為800～1 700 nm。在1 310 nm 波長處的響應(yīng)度為0.85 A/W，在1 550 nm 處的響應(yīng)度為0.95 A/W。此外，在反向偏壓為20 V 時，其能承受的最大電流為4 mA，相對于0.95 A/W 的電流響應(yīng)度其能夠承受的最大光強(qiáng)為15 mW。根據(jù)以上參數(shù)比較，該型號的PIN 管用于平衡零拍探測器的光學(xué)檢測結(jié)構(gòu)中較為合適。由于在平衡探測器中的兩個PIN 管需要特性盡量一致，于是對選定型號的50 支PIN 管進(jìn)行了0～49 編號后，用相同的光源測定其光學(xué)響應(yīng)度和結(jié)電容，測試系統(tǒng)如圖3 所示。

圖3 PIN 管測試系統(tǒng)示意圖Fig.3 Schematics of PIN test

給PIN 管加5 V 的反向偏壓并進(jìn)行微調(diào)，保證每個管子的結(jié)電容相同，同時輸入重復(fù)頻率為10 MHz、脈沖光寬度為5 ns、輸入光功率為11 μW 的1 550 nm 脈沖光信號，測試結(jié)果如圖4所示。由圖可知，不同PIN 管的響應(yīng)度和響應(yīng)速率存在一定的差異。圖4(a)為根據(jù)測試結(jié)果所繪制的曲線。將其中較接近的兩組結(jié)果細(xì)節(jié)放大后如圖4(b)所示。最終挑選出性能最接近的兩個PIN 管，編號分別為33 與37。

圖4 PIN 管性能測試結(jié)果Fig.4 Test results of PIN performance

2.2 信號放大電路

平衡探測器的放大電路部分將經(jīng)過光電檢測部分得到的光電流信號或光學(xué)噪聲放大并輸出[11]。探測器放大部分電路的原理圖如圖5 所示。根據(jù)基爾霍夫電流定律，PIN 型光電二極管（U1，U2）產(chǎn)生的電流信號在光電二極管之間的節(jié)點處相減，做差后的電流信號在進(jìn)入放大器之前不能確定其方向，因此選用雙電源供電的放大器。由跨阻放大器OPA855（8 GHz）將光電流信號直接轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘柌崿F(xiàn)一級放大，其輸出為：

圖5 探測器電路原理圖Fig.5 Schematic diagram of detector circuit

式中：Ipd為量子檢測實驗中光學(xué)噪聲電流；R2為反饋電阻。跨阻放大器的帶寬計算公式為： 式（2）表明在增益帶寬積一定的情況下，跨阻放大器的帶寬與反饋電阻值成反比[12]。

式中CT表示運算放大器反向入射端的總電容。

之后一級信號輸入到二級運算放大器中，為了使平衡零拍探測器擁有更高的帶寬。繼續(xù)選用OPA855 作為二級比例運放的放大器件。這樣的二級放大設(shè)計進(jìn)一步增大了探測器的增益。最終的電路輸出為：

關(guān)于放大器的飽和問題，由于量子光學(xué)實驗中交流信號主要是光學(xué)噪聲電流，當(dāng)一束完全相干光輸入到光電二極管后，光學(xué)散粒噪聲轉(zhuǎn)化為噪聲電流，其計算公式為[13]：

式中：e=1.60217× 10-19；P為入射光光功率；Δf為探測器帶寬；η為PIN 管的量子效率；h=6.626 070 15×10-34J·s為普朗克常量；v為入射光頻率[14]。根據(jù)PIN 管參數(shù)表中給出的數(shù)據(jù)以及光源頻率的設(shè)置P=200 mW，Δf=10 MHz，入射光波長1 550 nm（此時LSIPD-A75 的響應(yīng)度最大，為0.95 A/W，量子效率為85%）計算，則最大為4 μA。因此流入OPA855的電流實際上遠(yuǎn)小于OPA855 芯片的飽和電流(10 mA)，故運放并不會產(chǎn)生飽和。

3 探測的性能測試

為了對探測器性能進(jìn)行測試，設(shè)計了如圖6所示的測試系統(tǒng)。采用電光調(diào)制器產(chǎn)生 1 550 nm的光源，通過信號發(fā)生器（Tektronix AFG3252C，240 MHz）產(chǎn)生脈沖波形。連續(xù)光激光器產(chǎn)生的連續(xù)光信號在電光調(diào)制器（MXER-LN-10）的調(diào)制下，產(chǎn)生脈沖光，在經(jīng)過分束器后，一端接可調(diào)光衰減器，另一端接相位延時器（MDL-002，350 ps），這樣可以在進(jìn)行共模抑制比測量時更好的調(diào)節(jié)光源，使輸入兩端的光源的幅度相同，保持180°相位差，更好地實現(xiàn)共模抑制效果[15]。

圖6 測試系統(tǒng)圖Fig.6 Diagram of the testing system

平衡零拍探測器的性能包括3 個重要參數(shù)：帶寬、共模抑制比、散粒噪聲與電子噪聲的比值[16]。首先對共模抑制比進(jìn)行測試，信號發(fā)生器設(shè)置調(diào)制光脈沖信號頻率為10 MHz，入射探測器管子兩端的光功率為8 μW。設(shè)置頻譜儀的起始頻率與截止頻率為10 Hz～100 MHz，設(shè)置視圖帶寬為1 MHz，分辨率帶寬為1 kHz。電光調(diào)制器的輸出光信號是經(jīng)過相位調(diào)制的，因此探測器的輸出端能夠測得的是拍頻光信號。分別記錄單端輸入與雙端輸入的噪聲功率，測量結(jié)果如圖7 所示。頻率為10 MHz 時的單端輸入信號幅度為-30 dBm，雙端輸入時信號幅度為-96 dBm，故其共模抑制比約為66 dB。圖中紫色區(qū)域可以見到除信號外的其他噪聲信號分布于10～20 MHz，40～45 MHz 以及90 MHz附近。然而在雙端入射時，這些噪聲均被抑制。進(jìn)一步證明了平衡探測方案對于微弱信號檢測是可行的，高共模抑制比更加說明了雙管串聯(lián)平衡方案與TIA 二級級聯(lián)放大方案是可行性的。

圖7 共模抑制比測試結(jié)果Fig.7 Schematic of the CMRR

接下來進(jìn)行平衡零拍探測器對散粒噪聲與電子噪聲比值的測量。當(dāng)平衡零拍探測器測得的散粒噪聲與量子噪聲的比值在10 dB 以上時才能夠?qū)φ粦B(tài)光場的噪聲進(jìn)行解壓并重組[17]。為了觀察這一參數(shù)，在保證共模抑制比的調(diào)節(jié)參數(shù)不變的情況下，設(shè)置頻譜儀的頻率范圍為10 Hz～300 MHz，視頻帶寬為1 kHz，分辨率帶寬為1 MHz，增大連續(xù)光的功率，分別對1 mW、3 mW、5 mW、7 mW、9 mW 連續(xù)光輸入時的散粒噪聲進(jìn)行測量。測量發(fā)現(xiàn)，在5 mW 附近時，探測器的散粒噪聲與電子噪聲的比值為10 dB，依舊未達(dá)到極限。最終在入射連續(xù)光功率為10 mW時達(dá)到最大值15.8 dB。由圖8 可知，入射光功率超過3 mW 時，在0 Hz～ 300 MHz 頻率范圍內(nèi)，散粒噪聲幅度超過電子噪聲幅度10 dB 以上?？梢?，在此范圍內(nèi)能夠?qū)崿F(xiàn)對光場壓縮態(tài)的測量。由于帶寬在光電探測器中的描述為：該探測器在某一頻率范圍內(nèi)具有能夠響應(yīng)量子噪聲的能力。因此，本設(shè)計研制出的平衡零拍探測器的帶寬可以定義為300 MHz。在頻譜圖中可以看到當(dāng)頻率達(dá)到300 MHz 時，散粒噪聲與電子噪聲的幅度開始向頻譜儀本地噪聲降低，這也進(jìn)一步說明了平衡零拍探測器的帶寬為300 MHz。

圖8 探測器散粒噪聲與電子噪聲比值圖Fig.8 Ratio of detector shot noise to electronical noise

最后，選取由文獻(xiàn)查得的具有創(chuàng)新代表性的平衡零拍探測器以及市面上成熟的產(chǎn)品，如索雷博公司（Thorlabs）的PDB465C 與本設(shè)計研制的探測器性能參數(shù)作比較，結(jié)果顯示，本設(shè)計研制的探測器總體性能更具優(yōu)勢。具體參數(shù)對比如表1 所示。

表1 各探測器性能參數(shù)對比Tab.1 Comparison of the parameters

4 結(jié)論

介紹了基于基爾霍夫電流定律設(shè)計的兩管串聯(lián)電路，并通過TIA 電路和比例運算放大電路兩級級聯(lián)的方式實現(xiàn)了電流電壓信號轉(zhuǎn)換和放大。該設(shè)計方案突破了傳統(tǒng)減法器的局限，緩和了高帶寬與高增益之間的矛盾。改進(jìn)后的探測器信號帶寬達(dá)到300 MHz，能夠?qū)崿F(xiàn)對微瓦量級光功率的檢測。對于量子噪聲測量而言，其可用帶寬為探測器全部帶寬范圍，飽和功率在5.5 mW以上，且能夠達(dá)到66 dB 的共模抑制比，散粒噪聲與電子噪聲的比值達(dá)到了15.8 dB，具有非常突出的優(yōu)勢。在噪聲譜中可以看到存在一些干擾因素的影響，在后續(xù)工作中，將會通過減少外部噪聲干擾，進(jìn)一步對探測器進(jìn)行金屬屏蔽，挑選出能夠?qū)崿F(xiàn)更高增益帶寬積、同時擁有更小輸入電容能力的跨阻放大器。針對二級放大部分，將挑選出壓擺率低且負(fù)載能力更強(qiáng)的運算放大器，以實現(xiàn)探測器各項性能參數(shù)的更進(jìn)一步優(yōu)化。