陽鵬飛張程輝彭榮楚陳紹華

(湖南省水運建設(shè)投資集團有限公司土谷塘航電樞紐分公司,湖南省 衡陽市 421100)

0 引言

光伏并網(wǎng)系統(tǒng)一般采用基于二、三電平逆變器的兩級光伏并網(wǎng)系統(tǒng),通過串聯(lián)光伏組件改變逆變側(cè)輸出電壓,這種并網(wǎng)結(jié)構(gòu)的缺點是:當光伏組件出現(xiàn)局部陰影時,光伏電池的最大功率點電壓無法穩(wěn)定控制,影響整個系統(tǒng)的輸出電壓,且單個逆變器的開關(guān)管承受電壓應力大、容量有限,無法適應高電壓、大功率光伏發(fā)電需求,若是并聯(lián)多個逆變器又易引發(fā)輸出電流不均衡問題[1-3]。兩級光伏逆變系統(tǒng)不僅需要增加DC/DC 電路穩(wěn)壓控制,還需添加LCL濾波器來減少系統(tǒng)輸出電壓的諧波含量和電磁干擾[4-8]。

模塊化多電平換流器器(modular multilevel converter,MMC)具有易級聯(lián)擴展的優(yōu)點,通過增減子模塊個數(shù)改變其輸出電壓和功率,可以滿足任意輸出電壓等級的要求,隨著子模塊個數(shù)增加,輸出電平越多,系統(tǒng)的輸出諧波含量越低,因此研究MMC在光伏發(fā)電系統(tǒng)的應用成為必要。文獻[9]指出光伏發(fā)電拓撲中,PV 組件并聯(lián)于MMC 總直流側(cè),難以實現(xiàn)局部陰影條件下的最大功率點電壓跟蹤。文獻[10-11]將PV 組件通過DC/DC變換電路與MMC子模塊并聯(lián),這種拓撲不僅繁瑣,而且增加了設(shè)備經(jīng)濟成本,不利于現(xiàn)實生產(chǎn)。文獻[12]提出的新型光伏系統(tǒng)采用MMC子模塊與PV 組件直接并聯(lián)的方式,但是控制策略過于復雜,其控制精度無法保證。

為消除子模塊電壓受光伏電池局部陰影的干擾,達到子模塊電壓穩(wěn)定控制在光伏電池最大輸出點電壓處,本文設(shè)計一種獨立控制策略,將PM的電容電壓保持在光伏電池最大輸出功率的電壓值處。

1 新型光伏拓撲及原理

基于MMC 的新型光伏并網(wǎng)拓撲如圖1 所示[13-15]。其主電路總共分為三相,每相包含2個橋臂,每個橋臂由n個PM 子模塊串聯(lián)1個電感組成。PM 子模塊將光伏組件直接與子模塊的電容并聯(lián),半橋型子模塊結(jié)構(gòu)不具備直流故障清除能力,故本文對PM 模塊進行了細微改進。

圖1 MMC主電路及PM 模塊結(jié)構(gòu)Fig.1 MMC main circuit and PM module structure

改進的PM 模塊結(jié)構(gòu)具有如下優(yōu)勢:在子模塊端口并聯(lián)了1 個高速開關(guān)K1 和2 個晶閘管D4、D5,當子模塊發(fā)生故障時,閉合K1將子模塊從系統(tǒng)中切除,不影響MMC 的正常運行,晶閘管D3、D4、D5用來防止故障電流沖擊續(xù)流二極管。當電容電壓過大或者MMC 閉鎖時,將VT3導通后,用電阻R 消耗掉剩余能量。

根據(jù)橋臂電流ijp(j=a,b,c)的方向,調(diào)整PM的工作狀態(tài)使得PM 模塊的電容電壓穩(wěn)定在最大功率點電壓,從而達到PV 組件最大輸出功率狀態(tài)。表1顯示PM 模塊根據(jù)開關(guān)動作和電流方向(ijp流入PM 模塊時為正)呈現(xiàn)出不同的工作狀態(tài)。表1中:開關(guān)VT1、VT2 導通表示為1,關(guān)斷表示為0。參照光伏電池的電壓-電流曲線,當子模塊電容電壓超過一定值時,光伏電池輸出電流接近0,此時的PM 工作狀態(tài)為普通半橋子模塊工作方式。

表1 PM 模塊工作狀態(tài)Table 1 Working status of the PM module

2 系統(tǒng)控制策略

2.1 子模塊獨立調(diào)制策略

當PV 組件處于局部陰影狀態(tài)下時,本文設(shè)計一種控制策略調(diào)整子模塊的電壓,使其保持在光伏陣列最大輸出功率點電壓附近,達到MMC 子模塊電壓的單獨控制效果,其控制策略如圖2所示。

圖2 獨立控制策略Fig.2 Independent control strategy

傳統(tǒng)MMC的子模塊調(diào)制策略是實現(xiàn)子模塊均壓,而這種新型光伏系統(tǒng)中,為消除PV 組件局部陰影帶來的子模塊電壓變化,需要控制每個子模塊獨立最大功率點追蹤(maximum power point tracking,MPPT)。因此,通過子模塊獨立控制環(huán)節(jié)進行子模塊的電容電壓控制,保持子模塊電容電壓穩(wěn)定跟蹤光伏組件最大功率點的電壓[16-18]。

光伏陣列的最大輸出功率點電壓作為子模塊電壓調(diào)制策略的參考值設(shè)為Umppt,Ujp為上橋臂子模塊實際電壓值,Ujn為下橋臂子模塊實際電壓值,則有

為實現(xiàn)單個子模塊能量的獨立控制,本文通過上、下橋臂的子模塊電容電壓疊加后控制MMC 橋臂的輸出電壓,通過式(1)得到子模塊獨立控制環(huán)節(jié)的指令值iref,將指令值iref與上、下橋臂電流相加后除以2的環(huán)流值相減,得到子模塊獨立控制的調(diào)制波信號ujdref,從而保證MMC 的總輸出功率與光伏電池輸出功率一致,達到每個子模塊最大輸出功率點電壓的控制。

2.2 子模塊穩(wěn)壓保護策略

當單個子模塊PM 電壓Uc的值與參考值Umppt相差很多,就會造成系統(tǒng)的輸出電壓不平衡,則需要采取子模塊的穩(wěn)壓保護策略對其電壓進行調(diào)整,當子模塊電容電壓Uc偏小時,子模塊需要少輸出能量,當子模塊電容電壓Uc偏大時,子模塊需要多輸出能量。因此,需要在參考值Umppt上疊加1個修正分量ΔUjc,具體控制策略如圖3所示。以上橋臂電流Iap為例,當橋臂電流為輸出時Iap≥0,令K=1。若此時該橋臂上的子模塊電容電壓Uc＜Umppt,需要調(diào)制波增大,子模塊導通時間延長,子模塊多輸出能量,則ΔUjc＞0,給調(diào)制波疊加1個正分量。相反的,若此時該橋臂上的子模塊電容電壓Uc＞Umppt,則ΔUjc＜0,給調(diào)制波疊加1個負分量,使得調(diào)制波減小,子模塊導通時間變短,等于子模塊少輸出能量。當橋臂電流為輸入時Iap＜0,令K=-1,參照以上方法同樣可以實現(xiàn)子模塊電容電壓的平衡控制,如此反復幾個周期,系統(tǒng)輸出電壓趨于平衡。

圖3 PM 穩(wěn)壓保護策略Fig.3 PM voltage regulation protection strategy

通過光伏陣列最大功率追蹤控制環(huán)節(jié)得到每個子模塊的Umppt值后,疊加由子模塊穩(wěn)壓控制環(huán)節(jié)得到的修正分量ΔUjc,形成調(diào)制波的參考電壓。當參考電壓加上獨立控制環(huán)節(jié)分量ujdref,最后與子模塊實際電壓解耦,求得子模塊的最終開關(guān)信號波,控制框圖見圖4。

圖4 子模塊開關(guān)觸發(fā)信號Fig.4 Trigger signal of submodule switch

3 子模塊的調(diào)制方式

MMC的調(diào)制方式有載波移相、載波層疊、最近電平逼近、空間矢量等,當MMC輸出電平數(shù)相同,子模塊的調(diào)制方式采用載波移相調(diào)制策略(carrier phase shift-pulse width modulation,CPS-PWM)得到的輸出電壓總諧波畸變率(total harmonic distortion,THD)較其他方式低[19-20],上下橋臂子模塊的導通時間和次數(shù)一致,能夠?qū)崿F(xiàn)天然的電壓平衡作用,所以本文采用的調(diào)制方式為載波移相調(diào)制策略,調(diào)制原理見圖5。

圖5 載波移相調(diào)制原理Fig.5 Principle of carrier phase shift modulation

由圖1可知,新型光伏發(fā)電拓撲中的每個橋臂都包含 2n個子模塊,系統(tǒng)輸出側(cè)直流電壓由每個橋臂上的子模塊電容電壓疊加形成,而采用載波移相調(diào)制策略則必須保證每個橋臂時刻有n個子模塊投入,這樣才能維持MMC整體直流電壓穩(wěn)定。

以a相橋臂為例,調(diào)制原理為:上、下2個橋臂的調(diào)制波初相位相差180°或者為同一調(diào)制波皆可,這里上、下橋臂子模塊采用初相位相差180°的調(diào)制波更為高效,調(diào)制波的相位角如表2所示。每個子模塊所對應的載波相位差為2π/n,每個三角載波與調(diào)制波交叉比較形成n個子模塊驅(qū)動信號,保證a相橋臂投入運行的子模塊個數(shù)時刻為n,且上、下橋臂每個子模塊的開關(guān)次數(shù)、時間相等,實現(xiàn)橋臂電壓均衡控制。

表2 三相調(diào)制波相位角Table 2 Phase angle of three-phase modulated wave (°)

4 仿真驗證

為驗證上述控制策略的有效性,憑借PSCAD仿真軟件搭建1個新型的光伏并網(wǎng)模型,MMC 上下各有8個子模塊,交流輸出為9電平,仿真時間設(shè)置為1s,設(shè)MMC輸出電壓參考值為3kV,載波頻率500Hz,橋臂電感為0.05H,交流側(cè)阻抗為10Ω。子模塊并聯(lián)的光伏陣列參數(shù)見表3。

表3 光伏陣列參數(shù)Table 3 PV array parameters

當光伏電池沒穩(wěn)壓保護控制時,子模塊并聯(lián)的光伏陣列一旦處于陰影條件下,其輸出功率會急驟變下,具體如圖6所示。

圖6 光伏陣列功率-電壓曲線Fig.6 PV array power-voltage curve

由圖6可知:光伏陣列輸出電壓維持在0.65kV左右時,光伏電池的最大功率輸出能得以保證,才能消除陰影條件下帶來的不利影響。

MMC中的PM 模塊經(jīng)過穩(wěn)壓保護控制后的電容電壓值見圖7,其值穩(wěn)定在0.65kV 左右,不僅達到了子模塊穩(wěn)壓保護的效果,也讓光伏陣列一直保持在最大功率點輸出。

圖7 PM 電容電壓Fig.7 PM capacitor voltage

MMC經(jīng)過子模塊獨立控制環(huán)節(jié)后得到的三相交流輸出電壓和電流見圖8。

圖8 三相交流電壓和電流Fig.8 Three-phase AC voltage and three-phase AC current

為驗證調(diào)制策略的良好諧波特性,分析得到的a相諧波畸變率,結(jié)果表明a相輸出電壓的最大總諧波畸變率為0.519%,具備優(yōu)良的諧波特性,完全符合電能質(zhì)量要求。

5 結(jié)論

基于MMC的新型光伏發(fā)電系統(tǒng)子模塊相比較以往的大型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)具有很大優(yōu)勢,不僅適用大電容、高電壓的場合,子模塊的結(jié)構(gòu)更加簡潔,無需DC/DC 變換電路,整個系統(tǒng)的輸出電壓和電流無需通過濾波,具有很好的抗諧波干擾能力,通過獨立調(diào)制策略能夠很好地控制系統(tǒng)整體能量,保持MMC橋臂能量平衡。子模塊穩(wěn)壓保護調(diào)制策略易實現(xiàn)單獨子模塊的穩(wěn)壓控制,保證光伏陣列持續(xù)最大功率輸出。隨著系統(tǒng)中子模塊的數(shù)量增多,基于MMC的新型光伏發(fā)電系統(tǒng)輸出電壓、電流波形更加平滑。