陳彥州，王 奇，張 晗，吳黎黎，廖志偉

（1.中國南方電網(wǎng)有限責(zé)任公司超高壓輸電公司檢修試驗中心，廣州 510663；2.廣東電網(wǎng)有限責(zé)任公司佛山供電局，佛山 528000；3.華南理工大學(xué)電力學(xué)院，廣州 510640）

固態(tài)變壓器SST（solid state transformer）是一種高頻耦合裝置，主要利用電磁感應(yīng)原理，并采用電力電子變流技術(shù)，實現(xiàn)電能變換。相較于其他類型變壓器，固態(tài)變壓器優(yōu)點更加明顯，主要體現(xiàn)在更便于調(diào)節(jié)副方電壓和原方電流；調(diào)控功率效果更好，能夠降低損耗功率；可以顯著提高電能質(zhì)量并增強穩(wěn)定性；能夠?qū)崟r把控輸電方式。直流電壓為大小和方向均不隨時間變化的電壓[1]。電流模式電路具有頻帶寬、轉(zhuǎn)換速度快、電能損耗低和能夠適應(yīng)高壓電網(wǎng)等優(yōu)勢，更有助于實現(xiàn)對模擬信號的調(diào)節(jié)與處理。模擬電壓模式電路技術(shù)研發(fā)時間較長，且技術(shù)各方面內(nèi)容較為完整，實際應(yīng)用價值較高[2]。因此研究者可以通過現(xiàn)階段電壓模式電路的內(nèi)容，實現(xiàn)傳統(tǒng)電路到電流模式的轉(zhuǎn)換，從而促進電流模式電路的創(chuàng)新與發(fā)展，為今后該領(lǐng)域的研究提供新的方向。

能源互聯(lián)網(wǎng)主要用于實現(xiàn)能量共享及能量的對等交換，能夠保障電網(wǎng)供電的穩(wěn)定性與安全性，同時可以提高電能質(zhì)量，因此受到人們的廣泛關(guān)注。現(xiàn)階段固態(tài)變壓器的研究內(nèi)容更加豐富，有專家提出將固態(tài)變壓器與能量互聯(lián)網(wǎng)相結(jié)合的觀點。在傳統(tǒng)變壓器的基礎(chǔ)上，研究一種新的三級拓撲結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)具有電能調(diào)節(jié)效果好和功能控制范圍大等優(yōu)勢[3]。

在H 橋級聯(lián)固態(tài)變壓器的設(shè)計中，主要采用H橋級聯(lián)方式，該方式能夠減少電路中不同位置的電流電壓應(yīng)力，但由于H 橋級聯(lián)固態(tài)變壓器的內(nèi)部結(jié)構(gòu)形狀各異、所用元件的工作效率與運行功率不同等因素，都會導(dǎo)致電壓不平衡的問題，進一步對固態(tài)變壓器造成不良影響，難以保證系統(tǒng)的穩(wěn)定與正常運行。為保證系統(tǒng)電壓平衡，可以采用增加輔助均壓電路數(shù)量的方式，該方式的控制模式便于操作，但其電路結(jié)構(gòu)繁瑣、內(nèi)部消耗嚴重，并且運行成本高[4]；在利用3D—空間矢量脈寬調(diào)制3D—SVPWM（space vector pulse width modulation）方法的過程中，不采用輔助電路便能迅速完成對電壓平衡的控制，通過單相內(nèi)解耦的方式，并結(jié)合重新調(diào)節(jié)功率的方法，來完成對電壓平衡的控制，但是不便于計算結(jié)果，消耗時間較長[5]；單相SVPWM 方法，以及疊加補償分量調(diào)節(jié)方法，均能迅速實現(xiàn)對直流母線電壓的平衡控制，但僅能應(yīng)用于2 個單位級聯(lián)H橋的固態(tài)變壓器；S.Falcones 等提出一種基于四有源橋的多端口SST，在該SST 中移相橋隔離型雙向直流變換器主要用于傳輸電能，其傳輸速度較快，并且穩(wěn)定性較高；H.Akagi 采用級聯(lián)背靠背SST，以實現(xiàn)電壓的平衡控制，在該SST 中采用雙移相橋隔離型雙向直流變換器，來實現(xiàn)電能的傳輸，傳輸效果較好。通過合理方法對SST 中的雙有源全橋DAB（dual active bridge）直流變換效率進行優(yōu)化，降低能耗，可為總體SST 多直流電壓平衡控制提供良好的基礎(chǔ)條件。

綜合上述分析，本文研究基于模式切換的固態(tài)變壓器多直流電壓平衡控制方法，通過該方法確保固態(tài)變壓器對直流電壓的均衡性，并提高固態(tài)變壓器直流變換效率，降低能耗。

1 直流變換器運行原理

作為固態(tài)變壓器中的核心部件，大功率隔離型雙向直流變換器的效率優(yōu)化至關(guān)重要。通過分析雙移相橋式隔離型直流變換器的工作原理，詳細計算了包括中頻變壓器在內(nèi)的直流變換器損耗分布，得出直流變換器的損耗分布結(jié)果，用以指導(dǎo)直流變換器的效率優(yōu)化?；趽p耗分析結(jié)果，為提高直流變換器的效率，本次研究采用模式切換的調(diào)節(jié)方法，通過控制系統(tǒng)的運行功率來降低內(nèi)部能量損耗，為固態(tài)變壓器直流電壓的平衡控制創(chuàng)造良好的前提條件[6]。

DAB 拓撲中的2 個H 橋形狀完全相同，并且左右對稱，在電路的左側(cè)連接電流，右側(cè)連接直流母線。其中H 橋由開關(guān)管Q1～Q8組成，能夠?qū)㈦娐冯妷篣dc1和Udc2變換成中頻方波Vp和Vs的占空比及移相角，并實現(xiàn)對變換器流向和功率的調(diào)節(jié)。在DAB 中，母線電容用C1和C2來表示，假設(shè)其數(shù)值無限大，且在運行周期內(nèi)直流電壓保持不變。

1.1 移相控制模式

固態(tài)變壓器中負責(zé)能量傳遞的關(guān)鍵部件是雙移相橋隔離型雙向直流變換器，它能夠提高運行速度，并保證系統(tǒng)穩(wěn)定運行，因此成為本次的主要研究方向[7]。在該電路中，基本調(diào)節(jié)方法為移相控制方法，Vp和Vs的占空比一直控制為0.5，并保證幅值與自身直流母線電壓相等。研究電路可分為4 種模態(tài)，由于各模態(tài)等效電路基本一致，篇幅有限，故只給出模態(tài)1 的等效電路，見圖1，以功率正向流動為例進行分析。

圖1 DAB 模態(tài)1 等效電路Fig.1 Equivalent circuit in DAB mode 1

模態(tài)1（0～Tφ）：如圖1 所示，開關(guān)管Q1、Q4、Q6和Q7同時導(dǎo)通，開關(guān)管Q2、Q3、Q5和Q8關(guān)斷，此時Vp=Udc1，Vs=-Udc2。Ls為漏感，其數(shù)值為正；iL為電感電流，并在正方向上不斷增大。模態(tài)1 容易造成無功損耗。

電感電流iL（t）的表達式為

模態(tài)2（Tφ～Ts/2）：當(dāng)時間為Tφ時，Q6和Q7處于關(guān)斷狀態(tài)，Q5和Q8保持導(dǎo)通狀態(tài)，此時將DAB 調(diào)節(jié)為模態(tài)2，并保證Vp=Udc1，Vs=Udc2，在此模態(tài)下直流電壓數(shù)值保持一致，因此電感電流iL數(shù)值也保持固定，即

模態(tài)3（Ts/2～Ts/2+Tφ）：Q1和Q4關(guān)斷，Q2和Q3導(dǎo)通，此時Vp=-Udc1，Vs=Udc2，電感電流向負向增大，模態(tài)3 同模態(tài)1 對偶。

模態(tài)4（Ts/2+Tφ～Ts）：Q6和Q7導(dǎo)通，Q5和Q8關(guān)斷，此時Vp=-Udc1，Vs=-Udc2，能量傳遞主要在模態(tài)2 和模態(tài)4 中完成。

為了獲取穩(wěn)態(tài)下的傳輸功率，將t=Ts代入式（2），根據(jù)對稱性，存在

因為電路高度對稱，功率逆向流動時的分析過程類似，聯(lián)立式（1）～式（3），能夠求解出穩(wěn)態(tài)下的脈沖階梯調(diào)制PSM（pulse step modulation）的功率PPSM，其大小主要通過控制移相角的數(shù)值和角度來改變[8]，即

式中，φ 為移相角。同時還解得切換點電流iL（0）和iL（Tφ）分別為

令?P/?φ=0，可以獲取當(dāng)φ=±π/2，DAB 工作在PSM 時所能傳輸?shù)淖畲蠊β蔖PSM-MAX，即

雖然PSM 便于操作，但仍存在電能損耗較大的現(xiàn)象，容易造成變壓器發(fā)生銅損。為進一步加快運行速度，可以采用改善開關(guān)序列的方式，從而降低損耗功率，實現(xiàn)對開關(guān)電流的控制，為此本文研究采用改進型的調(diào)節(jié)方法，具體內(nèi)容如下。

1.2 梯形電流控制模式

梯形電流控制主要用于提高DAB 的運行速度，相較于傳統(tǒng)模式，該模式調(diào)節(jié)Vp與Vs的占空比和移相角的效果更好，傳統(tǒng)占空比通常穩(wěn)定在0.5，因此本次研究采用梯形調(diào)節(jié)電流，以消除電路的無功損耗[9]。研究功率的正向流動性，此DAB 電路由6 種模態(tài)組成，各模態(tài)的等效電路如圖2 所示。

圖2 等效電路Fig.2 Equivalent circuit

模態(tài)1（0～t1）：Q1、Q4、Q5和Q7保持導(dǎo)通狀態(tài)，Q2、Q3、Q6和Q8保持關(guān)斷狀態(tài)，Vp=Udc1，Vs=0，同時漏感電壓是正數(shù)，電流朝正方向數(shù)值變大，則有

模態(tài)2（t1～t2）：當(dāng)時間為t1時，Q7保持關(guān)斷狀態(tài)，Q8保持導(dǎo)通狀態(tài)，并調(diào)至模態(tài)2。此時Vp=Udc1，Vs=Udc2，iL保持不變，則

模態(tài)3（t2～Ts/2）：當(dāng)時間為t2時，Q1保持關(guān)斷狀態(tài)，Q2保持導(dǎo)通狀態(tài)，并調(diào)至模態(tài)3。此時Vp=0，Vs=Udc2，iL朝負方向發(fā)生改變，則

模態(tài)4（Ts/2～Ts/2+t1）：Q4和Q8保持關(guān)斷狀態(tài)，Q3和Q7保持導(dǎo)通狀態(tài)，當(dāng)時間為Ts/2 時，電路的電流為0，此時開關(guān)損耗基本也為0，該模態(tài)與模態(tài)1 為對偶關(guān)系。

模態(tài)5（Ts/2+t1～Ts/2+t2）：Q5關(guān)斷，Q6開通，模態(tài)5 與模態(tài)2 對偶。

模態(tài)6（Ts/2+t2～Ts）：Q2保持關(guān)斷狀態(tài)，Q1保持導(dǎo)通狀態(tài)，當(dāng)時間為Ts時，電路電流為0，此時開關(guān)損耗基本也為0，該模態(tài)與模態(tài)3 為對偶關(guān)系。

在交易控制模式TCM（transaction control mode）下，聯(lián)立式（4）～式（6），并將iL（Ts/2）=0 代入，可解得3 個階段的作用時間分別為

同時可得模態(tài)切換點處的電流分別為

功率的逆向流動與上述過程相似，因此能夠求出工作模式為TCM 時，其功率PTCM表達式為

TCM 最大可傳輸功率PTCM-MAX及其對應(yīng)的移相角分別為

1.3 模式切換

對比式（7）和式（15）可發(fā)現(xiàn)，TCM 所能傳輸?shù)淖畲蠊β市∮赑SM[10]。特別地，當(dāng)Udc1=Udc2時，有

式（16）可以反映TCM 存在的不足，且PTCM-MAX和LS存在非正比關(guān)系，能夠獲得如下2 種情況：①當(dāng)變壓器漏感數(shù)值較低時，若PTCM-MAX比DAB 功率大，那么可以不進行調(diào)解處理，在電路運行系統(tǒng)中均選用TCM，以實現(xiàn)最佳性能的獲?。虎谌绻儔浩髀└袛?shù)值較高，則PTCM-MAX比DAB 功率小，可以通過切換控制的方式，實現(xiàn)上述模式的轉(zhuǎn)換與使用。如果輕載即P＜PTCM-MAX，則選擇TCM；如果重載即P≥PTCM-MAX，則選擇移相模式，通過控制器實現(xiàn)對負載的動態(tài)切換[11]。變壓器的漏感數(shù)值會受很多因素的約束，導(dǎo)致以上不同情況均有發(fā)生的概率，因此在本次研究的實驗部分對2 種情況進行了分析。

DAB 的動態(tài)切換控制過程如圖3 所示。為了防止模式在變換過程中發(fā)生混亂，需要在此過程中添加滯環(huán)，本次研究選用的滯環(huán)寬度為0.1PTCM-MAX。當(dāng)DAB 的功率高于PTCM-MAX時，將電路模式轉(zhuǎn)換至PSM；當(dāng)DAB 的功率低于PTCM-MAX，并高于0.9PTCM-MAX時，電路控制模式保持不變；當(dāng)功率低于0.9 PTCM-MAX時，將電路模式轉(zhuǎn)換回TCM。

圖3 DAB 的動態(tài)切換控制Fig.3 Dynamic switching control of DAB

2 單相級聯(lián)H 橋變換器SVPWM 算法

固態(tài)變壓器作為能源互聯(lián)網(wǎng)的核心設(shè)備具有電壓等級轉(zhuǎn)換和隔離的功能，可以有效整合分布式可再生能源，但是變壓器的模塊級聯(lián)H 橋型固態(tài)變壓器容易出現(xiàn)不同H 橋模塊間的均壓問題。在第2.1 小節(jié)完成固態(tài)變壓器功率優(yōu)化，降低能耗的基礎(chǔ)上，通過單相任意單元數(shù)級聯(lián)H 橋固態(tài)變壓器的SVPWM 算法，實現(xiàn)變壓器多直流電壓的平衡控制。

固態(tài)變壓器拓撲結(jié)構(gòu)中的AC/DC 側(cè)，主要由H 橋模塊級聯(lián)組成，其結(jié)構(gòu)復(fù)雜度低、可擴展能力強，同時便于調(diào)節(jié)與控制，不但能夠降低系統(tǒng)存在的應(yīng)力，還可以提高電路頻率，減少電流諧波和電感體積[12]。

固態(tài)變壓器的AC/DC 側(cè)采用單相級聯(lián)H 橋變換器，其結(jié)構(gòu)如圖4 所示。

圖4 變換器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.4 Topology of converter

圖中：Us為電壓；is為電流；L 為電感；C1、C2、C3和Vdc1、Vdc2、Vdc3分別為3 個H 橋的直流母線電容和電壓；R1、R2和R3分別為3 個等效負載；Sij為電路的開關(guān)管。

電路中H 橋的輸出值為Udc、0 和-Udc的數(shù)值之一，具體相對約束條件為

3 個H 橋級聯(lián)Uab的輸出范圍為-3 Udc～+Udc，共7 個電平，如果電路中有n 個H 橋級聯(lián)，則Uab的最大輸出電平數(shù)為2n+1。

2.1 矢量狀態(tài)次序的計算

計算矢量狀態(tài)次序，首先要判斷扇區(qū)位置，設(shè)置U 為信號調(diào)制波，U=Umsin（ωt-θ），并通過其幅值Um和Udc的數(shù)值來確定所處扇區(qū)位置[13]。

Um是由其所處扇區(qū)位置中距離最近的2 個電平組合而成。如果Um位于第2 扇區(qū)，那么Um由最大值Umax=2Udc與最小值Umin=Udc組成。通過伏秒平衡原理可得

所有的電平矢量（不包括±3Udc）均存有冗余矢量，雖然不會對直流側(cè)電壓Uab造成影響，但會對H橋電容電壓產(chǎn)生影響。為提高電路中變換器的有效性，防止其發(fā)生轉(zhuǎn)變混亂的情況，本次研究簡化處理選取條件，假設(shè)正矢量的狀態(tài)為0 和2，負矢量的狀態(tài)為0 和-2，同時保持電路中各電壓充、放電用時的一致性，以及冗余矢量用時相同。為避免發(fā)生脈沖反極，并引發(fā)反向轉(zhuǎn)矩，在每次改變電壓矢量時，僅控制1 個橋臂產(chǎn)生開關(guān)的變化。矢量狀態(tài)如表1 所示。

表1 矢量狀態(tài)Tab.1 Vector states

2.2 電容電壓的平衡控制

雖然電路中不同電容電壓的充、放電用時一致，但各個H 橋的電能消耗差異性較大，且運行時的反應(yīng)時長不一致，從而使不同電容電壓產(chǎn)生數(shù)值變化。如果開關(guān)管Si1與Si3或者Si2與Si4（i=1，2，3）為接通狀態(tài)，電路中的電容可以旁路掉交流電中的高頻成分。如果開關(guān)管Si1與Si4或者Si2與Si3為接通狀態(tài)，電流的方向會對電容電壓產(chǎn)生影響，電流路徑流向如圖5 所示。由圖可知，如果電壓與電流方向一致，那么iUh≥0，從而導(dǎo)致電壓值增加；如果電壓與電流方向不同，那么iUh≤0，從而導(dǎo)致電壓值降低[14]。

圖5 電流路徑流向Fig.5 Direction of current path

由表1 可知，當(dāng)位于扇區(qū)2、1、-1 和-2 時，電路中均有矢量Udc。當(dāng)級聯(lián)H 橋變換器為002 矢量時，電容處于運行狀態(tài)，此時H 橋1 與2 會發(fā)生旁路現(xiàn)象，狀態(tài)002、200、020 的工作時長一致。如果電容發(fā)生電壓不平衡的情況，那么可以根據(jù)電容電壓與電流的方向，來明確電容的工作狀態(tài)，同時要保證002、200、020 狀態(tài)下的工作總時長不發(fā)生變化，并對3 種狀態(tài)進行不同方式的處理，通過改變運行時間來控制H 橋電容，以保證其電壓的平衡。如果調(diào)制波u 位于扇區(qū)2，那么狀態(tài)002 的運行時長提高d1Tmin/3；且狀態(tài)020 的運行時長提高d1Tmin/3；為了使不同狀態(tài)的運行總時長保持不變，狀態(tài)020 的運行時長變化至（1-d1-d2）Tmin/3，同時要避免狀態(tài)020 的運行時長出現(xiàn)負值的情況，即-Tmin/6≤d1≤Tmin/6，-Tmin/6≤d2≤Tmin/6。

在增加級聯(lián)H 橋數(shù)量的過程中，變量dn（n=1，2，…）的數(shù)量也不斷增多，導(dǎo)致控制難度變大[15]。為更有效地實現(xiàn)對變量的調(diào)控，保證電容電壓平衡，本次研究提出一種新的方法，通過改變H 橋直流母線電壓，來調(diào)節(jié)其他電容電壓，以實現(xiàn)電壓的平衡控制。例如，當(dāng)電路中有3 個H 橋級聯(lián)時，首個H 橋用于整體調(diào)節(jié)，起到主要作用，能夠?qū)㈦娙蓦妷嚎刂浦猎O(shè)定值Udc1-ref，當(dāng)首個H 橋完成控制后，另外兩個H 橋?qū)⑦M一步改變電容電壓，實現(xiàn)所有H 橋電容電壓的平衡控制，如圖6 所示。

圖6 電容電壓的平衡控制Fig.6 Balance control of capacitor voltage

3 仿真與實驗

為驗證基于模式切換的固態(tài)變壓器多直流電壓平衡控制方法的有效性，進行仿真對比實驗。實驗運行環(huán)境為：Microsoft Windows XP Professional操作系統(tǒng)，URL 編程，Genuine Intel（R）cpu，1.73 GHz，4 GB 內(nèi)存，并通過Matlab 平臺進行數(shù)據(jù)處理。設(shè)置電網(wǎng)電壓為220 V，H 橋電容電壓為200×3 V，AC/DC以及DC/DC 的開關(guān)頻率為20 kHz，直流母線電壓為400 V，交流負載端口電壓為220 V，負載電阻為5 Ω。

選擇隔離型直流變換器作為實驗樣機，型號為ISOH 4-20 mA-F，隔離型直流變換器實物見圖7。

圖7 隔離型直流變換器實物Fig.7 Prototype of isolated DC converter

該樣機的額定輸入和輸出電壓都是680 V，額定功率以及最大功率分別是35 kW 和45 kW，變壓器的匝比為80:80，重量為75 kg，磁心材料為JFE 超薄硅鋼片。通過人為給指令的方式強制實驗樣機變換器在兩種模式間切換。

3.1 樣機效率測試

為比較本文方法優(yōu)化固態(tài)變壓器中的雙移相橋隔離型雙向直流變換器的效率情況，測定了DAB在不同負載條件下的效率曲線。由于變壓器漏感數(shù)值的高低影響最大可傳輸功率PTCM-MAX與DAB 之間的相關(guān)性，進而影響變壓器效率，因此，將漏感作為一個前提條件，檢測漏感數(shù)值不同情況下的效率值，實驗結(jié)果見圖8。

圖8 DAB 效率柱狀圖Fig.8 DAB efficiency histogram

分析圖8 可知，當(dāng)Ls=0.15 mH 時，PTCM-MAX高于最大功率值，DAB 的運行模式為TCM，此時的效率也是TCM 效率，額定功率下的DAB 效率值將近98.0%，能夠滿足固態(tài)變壓器的基本運行條件；當(dāng)Ls=0.5 mH 時，主要利用TCM 來提高效率，如果運行功率處于滯環(huán)間，則不同工況下的合成效率將會產(chǎn)生不同的數(shù)值，此時的額定效率在97.8%左右。在計算過程中容易忽略電容、變壓器等其他元件的損耗情況，導(dǎo)致實際合成效率值會低于理論數(shù)值。通過仿真實驗可以證明，本文方法對固態(tài)變壓器進行直流變換時引入TCM 及動態(tài)切換控制后，直流變換效率得到了提高。

3.2 固態(tài)變壓器直流電壓平衡控制測試

采用本文方法進行實驗固態(tài)變壓器直流電壓平衡控制后，獲取的實驗固態(tài)變壓器電網(wǎng)側(cè)電壓以及電流仿真波形，如圖9 所示。固態(tài)變壓器AC/DC選擇3 個單元的H 橋來實現(xiàn)電路中7 個電平的穩(wěn)定運行，圖9（a）是電網(wǎng)側(cè)電流與電壓的波形，通過此圖能夠獲取電路的單位功率；圖9（b）是電網(wǎng)側(cè)電流，當(dāng)內(nèi)部電流諧波降低時，可以減少變壓器對電路的影響。

圖9 仿真波形Fig.9 Simulation waveforms

實驗檢測本文方法和基于模塊化的固態(tài)變壓器多直流電壓平衡控制方法的性能，對固態(tài)變壓器進行直流電壓平衡控制，以H 橋電容電壓反映控制效果，實驗結(jié)果如圖10 所示。

圖10（a）為采用本文方法進行多直流電壓平衡控制后的變壓器實驗柱狀圖。通過該圖可知，在實驗開始時，電容電壓的平衡控制為關(guān)閉模式，并處于不平衡狀態(tài)，其中首個直流母線電壓在單相變換控制方式下，其電壓數(shù)值為200 V，當(dāng)t=0.2 s 時，電容電壓進行初步平衡控制，另2 個電容電壓不斷逼近首個H 橋的電容電壓，直到電壓值滿足平衡控制條件。

從圖10（b）可以看出，采用模塊化方法對實驗固態(tài)變壓器進行平衡控制的過程中，3 個電容電壓的數(shù)值變化范圍較大，難以實現(xiàn)電壓的平衡狀態(tài)。

由圖10 可知，在電容電壓處于不平衡狀態(tài)時，本文方法與基于模塊化的固態(tài)變壓器多直流電壓平衡控制方法都能在短時間內(nèi)實現(xiàn)直流側(cè)電壓平衡，但是本文方法效果更佳。

圖10 H 橋電容電壓柱狀圖Fig.10 Histogram of H-bridge capacitor voltage

圖11（a）為本文方法控制后的直流母線端口電壓；圖11（b）為低壓直流端口電壓。

圖11 電壓柱狀圖Fig.11 Histogram of voltage

實驗結(jié)果表明，本文方法在模式切換優(yōu)化后對固態(tài)變壓器多直流電壓平衡控制效果好，電壓穩(wěn)定，實現(xiàn)了固態(tài)變壓器直流電壓平衡控制。

4 討論

固態(tài)變壓器采用電力電子變換技術(shù)，并結(jié)合電磁耦合原理，實現(xiàn)電路電能的傳輸，不僅可以滿足變壓器隔離與電壓變換的條件，還能提高電路電能質(zhì)量，完成對端口電流和電壓的管理，同時該技術(shù)有助于解決現(xiàn)階段電力系統(tǒng)中存在的諸多問題，從而推進我國智能電網(wǎng)的建設(shè)與發(fā)展。在固態(tài)變壓器的發(fā)展期間，有很多不同種類的拓撲結(jié)構(gòu)，在這些結(jié)構(gòu)中三級式拓撲為電路的主要結(jié)構(gòu)，能夠提高電能的轉(zhuǎn)變等級以及開關(guān)等元件的個數(shù)，同時電路中的直流環(huán)節(jié)可以提高控制電能的效率，并擴大其使用范圍。在中高壓大功率的研究過程中，選用三級式結(jié)構(gòu)的級聯(lián)型固態(tài)變壓器；在高壓配電網(wǎng)的研究過程中，采取三相級聯(lián)固態(tài)變壓器，該類型變壓器的發(fā)展空間較大，三角形級聯(lián)結(jié)構(gòu)更有助于提高其內(nèi)部容量和平衡控制能力，因此固態(tài)變壓器成為現(xiàn)階段的主要研究內(nèi)容與發(fā)展方向，對促進我國電力行業(yè)的發(fā)展具有重要作用。

通過分析直流變換器的工作原理，計算了直流變換器的損耗分布，以此為基礎(chǔ)，優(yōu)化直流變換器的效率。本次研究提出基于模式切換的固態(tài)變壓器多直流電壓平衡控制方法，能夠提高平衡控制速度，降低電能損耗，更好地實現(xiàn)對多直流電壓的平衡控制。PSM 控制模式和TCM 控制模式切換過程中，若變壓器漏感較小，TCM 最大可傳輸功率高于DAB 的最大功率，那么不需要再轉(zhuǎn)換電路模式；若變壓器漏感較高，低于DAB 的最大功率，那么需要結(jié)合不同的轉(zhuǎn)換控制模式，如果輕載傳輸功率小于TCM 最大可傳輸功率，則采用TCM 控制模式，如果重載傳輸功率大于TCM 最大可傳輸功率，則采用移相模式，根據(jù)負載大小由控制器進行動態(tài)切換。

完成固態(tài)變壓器直流變換功率的優(yōu)化控制后，采用單相級聯(lián)H 橋變換器SVPWM 算法實現(xiàn)固態(tài)變壓器直流電壓平衡控制時，考慮到變壓器的模塊級聯(lián)H 橋型固態(tài)變壓器容易出現(xiàn)不同H 橋模塊間的均壓問題，結(jié)合移相控制模式和梯形電流控制模式間的合理切換，通過改變運行時間控制一個H橋直流母線電壓，從而實現(xiàn)固態(tài)變壓器各個H 橋均壓的目的，以完成對固態(tài)變壓器多直流電壓的平衡控制。

5 結(jié)語

本文對固態(tài)變壓器多直流電壓平衡控制方法進行了研究，通過模式切換控制方式，提升固態(tài)變壓器雙向直流變換效率，降低能耗，進而采用級聯(lián)H 橋固態(tài)變壓器的SVPWM 算法，完成變壓器多直流電壓的平衡控制，為固態(tài)變壓器實現(xiàn)分布式可再生能源整合的高效、穩(wěn)定創(chuàng)造有利條件。