徐撼霄，李應浩，楊 鈞

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院，哈爾濱 150027)

0 引 言

作為Buck降壓電路的隔離形式，正激電路由于具有隔離升降壓、輸出電壓紋波小、拓撲結構簡單等優(yōu)點在小功率場合應用較多[1]。傳統(tǒng)的正激變換器拓撲中需要設計復雜的磁復位電路，同時由于隔離變壓器和硬開關過程使得變換器的效率難以提升，較大的濾波結構也限制了變換器的功率密度優(yōu)化。現(xiàn)階段，對正激等DC/DC變換器的研究熱點主要集中在高效率和高功率密度方向。

交錯并聯(lián)結構能夠有效擴大正激變換器的容量，輸入和輸出采用交錯并聯(lián)結構能夠使得變壓器和輸出端的濾波器得到復用[2]，提高正激變換器的功率密度[3-5]。通過建模分析，單端正激交錯并聯(lián)變換器的穩(wěn)定性也得到相應的驗證，電路結構性能優(yōu)良。

現(xiàn)階段為了解決正激變換器磁復位問題，雙管正激結構、單端磁復位結構、交錯級聯(lián)結構和有源鉗位結構等均是研究的主要方向[7-9]。但是由于雙管正激電路復雜，單端磁復位效率低下，交錯級聯(lián)難以控制等原因[10]，有源鉗位結構因其電路結構簡單、易實現(xiàn)軟開關過程、效率高等優(yōu)點，得到廣泛的研究[11]。

為了提高正激變換器的效率和功率密度，該文提出了一種新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器。兩級單管正激結構通過共用變壓器實現(xiàn)交錯并聯(lián)，提升了整個變換器的容錯率，也進一步減小了濾波器體積。磁復位過程選擇有源鉗位技術，使得原邊開關管能夠實現(xiàn)軟開關過程；副邊利用低內(nèi)阻的MOS管代替二極管進行整流和續(xù)流，實現(xiàn)同步整流過程，整個變換器的效率得到顯著提升。樣機測試驗證了設計的新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器有效提高了變換器的效率，實現(xiàn)了高功率密度化。

1 工作狀態(tài)分析

設計的新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器如圖1所示，輸入和輸出為單管正激變換器交錯并聯(lián)結構，共用輸入和輸出濾波單元。圖1中：Vin為輸入直流電壓；Vo為輸出電壓；n為變壓器變比；C2和C3為輸入和輸出濾波電容；L1為濾波電感；RL為輸出負載電阻；C1和C4為鉗位諧振電容；Q1～Q4為原邊斬波和鉗位開關管；S1～S4為副邊整流和續(xù)流開關管。

圖1 新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器Fig.1 Novel interleaved parallel synchronous rectifier active clamp forward converter

假設開關周期為T，有源鉗位電路中原邊開關管Q1～Q4和副邊開關管S1～S4為同類型開關管，且在斬波和有源磁復位過程中Q1～Q4和S1～S4一一對應具有相同的占空比。各開關管的控制過程如圖2所示。

圖2 開關管控制過程Fig.2 Switch tube control process

假設所有開關管均為理想狀態(tài)，變壓器變比n=1，以電感電流連續(xù)為例進行分析，電路經(jīng)歷4種工作模態(tài)，如圖3所示。

圖3 變換器工作模態(tài)分析Fig.3 Working mode analysis of converter

模態(tài)1(0～t1時間段)：如圖3(a)所示，原邊斬波開關管Q2和復位開關管Q3導通，副邊整流開關管S2和續(xù)流開關管S3導通。上路單管正激經(jīng)過Q2斬波和S2整流向輸出傳遞能量，下路單管正激變換器通過Q3進行有源諧振磁復位和S3進行同步續(xù)流，同時下端變壓器勵磁電感能量與電容C4發(fā)生諧振。

模態(tài)2(t1～t2時間段)：如圖3(b)所示，原邊復位開關管Q1和Q3導通，副邊續(xù)流開關管S1和S3導通，兩路單管正激變換器均進行有源諧振磁復位，變換器進入死區(qū)時間段。

模態(tài)3(t2～t3時間段)：如圖3(c)所示，下路單管正激變換器向輸出傳遞能量，上路單管正激變換器進行有源諧振磁復位，原理同模態(tài)1。

模態(tài)4(t3～t4時間段)：如圖3(d)所示，變換器進入死區(qū)時間段，工作狀態(tài)與模態(tài)2一致。

2 特性分析

單管正激變換器原邊向副邊傳遞能量時，續(xù)流開關管S1和S3關斷時，承受的電壓為

VSDS=nVin，max

(1)

式中：Vin，max為輸入電壓最大值。

在t1～t2時間段內(nèi)，Q1導通Q2關斷，變壓器勵磁電流被轉移給C1充電，假設變壓器原邊勵磁電感值為Lm，可得

(2)

因此可得Q1和Q3承受的峰值電壓為

(3)

在t2～t4時間段內(nèi)，電容C1和勵磁電感Lm之間進行諧振，為了下一周期開始時時刻Q2的零電壓開通過程，Q2結電容Coss上的電壓需降為零值，根據(jù)能量守恒原則，在此時間段內(nèi)有

(4)

輸出電流紋波設為ΔiL，在一個開關周期內(nèi)，有

(5)

對于兩路單管正激交錯并聯(lián)結構，在一個開關周期內(nèi)輸出電流脈動頻率增加一倍，因此可得輸出濾波電感為

(6)

相對于單管正激變換器而言，交錯并聯(lián)結構的濾波電感體積減小一半。

3 環(huán)路補償設計

根據(jù)圖1建立正激變換器小信號模型，可得輸入到輸出的傳遞函數(shù)為

(7)

建立控制到輸出的模型為

(8)

求得輸出阻抗函數(shù)為

(9)

圖4 閉環(huán)小信號控制流程Fig.4 Closed loop small signal control flow

在載波與調(diào)制信號產(chǎn)生占空比調(diào)制的過程中，假設模擬控制芯片提供的載波幅值為2.5 V，則可得整個控制系統(tǒng)的單位反饋環(huán)路增益為

(10)

為了驗證提出的交錯并聯(lián)同步整流正激變換器結構的可靠性，進行樣機試驗，樣機參數(shù)見表1。

表1 樣機參數(shù)Table 1 Prototype parameters

穩(wěn)定優(yōu)良的變換器系統(tǒng)需要實現(xiàn)穩(wěn)定運行的同時還需要一定的抗干擾能力，根據(jù)樣機參數(shù)，繪制設計的變換器控制系統(tǒng)伯德圖如圖5所示。根據(jù)圖5可知，設計的變換器控制系統(tǒng)穿越頻率約為fc=250 Hz，相角裕度約為φ=35°，為了實現(xiàn)系統(tǒng)的優(yōu)良抗干擾能力和快速響應性能，需要對系統(tǒng)進行補償。

圖5 變換器控制系統(tǒng)伯德圖Fig.5 Bode diagram of converter control system

在模擬控制電路中，在系統(tǒng)的控制環(huán)節(jié)中設計了Ⅲ型補償電路，補償電路如圖6所示。

圖6 補償電路Fig.6 Compensation circuit

補償電路的目的是為了進一步提高控制系統(tǒng)的穿越頻率和相角裕度，以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應速度和抗干擾能力，由圖6可得補償電路傳遞函數(shù)為

(11)

根據(jù)式(11)可知補償電路傳遞函數(shù)存在3個極點和2個零點，通過配置零極點可以達到提高穿越頻率和提高相角裕度的目的?，F(xiàn)設定目標穿越頻率fc=2 kHz，目標相角裕度為φ=55°，由目標穿越頻率和相角裕度可得補償電路中R1=R2=4.7 kΩ，R3=5.1 kΩ ，R4=22 Ω，C1=10 nF，C2=30 pF，C3=3 nF。經(jīng)過設計的補償電路補償后，控制系統(tǒng)伯德圖如圖7所示，系統(tǒng)穿越頻率和相角裕度得到提高，有利于動態(tài)性能和抗干擾能力的提升。

圖7 補償后控制系統(tǒng)伯德圖Fig.7 Bode diagram of control system after compensation

4 試驗驗證

根據(jù)表1搭建了試驗樣機進行電路性能驗證，進行同步整流的開關管S1和S3選擇IRF840型號的MOS管，具有內(nèi)阻低的特點。

在滿載情況下進行測試，斬波開關管Q2和整流開關管S2的漏源極波形如圖8所示，兩路開關管同時導通時，上路正激變換器原邊向副邊傳遞能量；兩路開關管同時關斷時，上路正激變換器進入磁復位階段。

圖8 Q2和S2電壓波形Fig.8 Voltage waveform of Q2 and S2

設計的新型變換器中，兩路交錯并聯(lián)的正激變換器輸出端共用濾波器，輸出濾波電感電壓波形如圖9所示，開關頻率為40 kHz，電感電壓的脈動頻率相對單管正激變換器減小一半。

圖9 電感電壓波形Fig.9 Inductance voltage waveform

整個有源鉗位電路相當于Buck-Boost電路，在磁復位過程中諧振電容與變壓器漏感及勵磁電感等發(fā)生諧振，在Q2導通斬波時諧振電容電壓下降，諧振電容端電壓如圖10所示。

圖10 諧振電容端電壓波形Fig.10 Voltage waveform of resonant capacitor terminal

在諧振過程中Q2的結電容也參與放電，在下一開關周期中Q2能夠實現(xiàn)零電壓開通，滿載情況下開關管Q2實現(xiàn)零電壓開通的過程如圖11所示，當其漏源極電壓被結電容放電完畢鉗位到零值后，驅動信號才到來使得Q2零電壓開通。

圖11 Q2實現(xiàn)零電壓開通波形Fig.11 Realize zero voltage turn-on waveform of Q2

在輕載情況下，Q2仍能實現(xiàn)零電壓開通過程，20%負載情況下Q2實現(xiàn)零電壓開通過程如圖12所示。但是，漏源極電壓降為零值至驅動信號到來，兩者的時間變得極短。

圖12 20%負載時Q2實現(xiàn)零電壓開通過程Fig.12 Zero voltage on process at 20% load of Q2

為了驗證設計的補償環(huán)路的有效性，變換器進行空載和滿載切換試驗，從滿載切換到空載和空載切換到滿載時輸出電壓波形如圖13所示。在負載切換過程中，輸出電壓波動小，且能快速渡過暫態(tài)達到穩(wěn)定狀態(tài)，整個變換器抗干擾能力強。

圖13 動態(tài)過程輸出電壓波形Fig.13 Dynamic process output voltage waveform

為了驗證設計的新型變換器的效率特性，與傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)三端磁復位正激變換器和單管有源鉗位正激變換器進行效率比較，2種傳統(tǒng)變換器結構如圖14和圖15所示。

圖14 交錯并聯(lián)三端磁復位正激變換器Fig.14 Interleaved parallel three terminal magnetic reset forward converter

圖15 單管有源鉗位正激變換器Fig.15 Single transistor active clamp forward converter

根據(jù)表1的試驗參數(shù)，對3種結構變換器的效率進行測試分析，效率對比如圖16所示。由圖16可知，設計的新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器由于采用了有源鉗位和同步整流的結構，效率得到了顯著提高。

圖16 效率對比圖Fig.16 Efficiency comparison chart

5 結 語

為了提高正激變換器的功率密度和效率，設計了一種交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器，交錯并聯(lián)結構在提升容錯的同時能夠有效減小濾波器體積，有源鉗位結構能夠實現(xiàn)開關管零電壓開通，同步整流能夠進一步提升變換器效率。對變換器工作過程和特性進行分析，為了提高變換器的動態(tài)響應和抗干擾性能，設計了Ⅲ型補償電路。通過試驗測試，得到以下結論。

1)設計的新型變換器濾波輸出端電壓脈動小，濾波器體積減小。

2)開關管能夠實現(xiàn)零電壓開通過程，且在輕載狀態(tài)下也能實現(xiàn)。

3)變換器動態(tài)響應良好，抗干擾能力強。

4)與傳統(tǒng)交錯并聯(lián)正激變換器和單管有源鉗位變換器相比，新型變換器效率得到了有效提高。