張 帆,辛德鋒,柳 龍,孟向軍,梅桂芳

(西安許繼電力電子技術(shù)有限公司，陜西 西安 710075)

1 引言

目前光伏電站多采用交流并網(wǎng)發(fā)電方式，多個交流逆變器并聯(lián)會產(chǎn)生諧振、交流發(fā)電系統(tǒng)的效率較低、交流電能的無功諧波、以及交流線路損耗大等問題，制約光伏交流發(fā)電系統(tǒng)的發(fā)展和應用。隨著電力電子技術(shù)和直流輸電技術(shù)的發(fā)展和成熟，使得光伏電站采用直流電能并網(wǎng)發(fā)電成為可能。直流并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)具有穩(wěn)定性高、沒有無功和諧波等問題，并且同樣電壓等級下輸送能力更強、損耗更小等特點，成為解決目前光伏電站穩(wěn)定問題和提高整體效率的有效方案。

對于雙向LLC 諧振型DC/DC 變換器已有多個文獻對其特性進行了研究，文獻[1]對于雙向LLC諧振DC/DC變換器的軟開關(guān)設計方法和增益特性進行了研究，文獻[2～3]對雙向LLC諧振的軟啟動方式進行了研究，文獻[4～5]對適用于直流電網(wǎng)的高壓大容量DC/DC拓撲進行了研究，但是對于適用于光伏直流并網(wǎng)發(fā)電的單向、高升壓比、高效率的DC/DC變換器相關(guān)的論文和研究較少。

現(xiàn)有應用于直流配電網(wǎng)的雙向DC/DC變換器，其變換器的變比通常接近于1比1，可實現(xiàn)能量的雙向流動[6-7]，也有采用雙向LLC 諧振實現(xiàn)變換器高效率的研究[8-9]，本文根據(jù)光伏直流并網(wǎng)發(fā)電的單向、高升壓比應用場景，采用單向LLC諧振實現(xiàn)變換器的高效率[10]，采用倍壓整流提高變換器的變比并減少開關(guān)器件的數(shù)量。

本文研究適用于光伏直流并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的單向DC/DC變換器，對單向LLC諧振DC/DC變換器的增益公式進行了推導，并對增益特性進行了分析，對輸出側(cè)倍壓整流的均壓特性進行了分析，最后研制出1臺65kW單向LLC諧振DC/DC變換器樣機，對于本文的理論進行了驗證。

2 單向LLC諧振DC/DC變換器工作過程

單向LLC 諧振DC/DC 變換器的電路原理圖如圖1 所示，其中IGBT 模塊Q1～Q4構(gòu)成逆變側(cè)H 橋，Lr和Cr構(gòu)成逆變側(cè)LC諧振網(wǎng)絡，采用高頻隔離變壓器TR進行電壓變換和電氣隔離，變壓器的變比為1比n，Lm為變壓器的勵磁電感，變壓器副邊D5、D6、C1、C2組成整流側(cè)的2 個橋臂，電阻R 為電容C1和C2的放電電阻。

圖1 單向LLC諧振DC/DC變換器

光伏單向LLC諧振DC/DC變換器啟動時，先通過太陽能電池板給母線電容Ci充電至額定電壓，則逆變側(cè)H橋的控制板卡和驅(qū)動帶電，然后啟動時，通過IGBT 模塊Q1～Q4的驅(qū)動脈沖移相，使得H橋輸出直流電壓脈寬逐漸增大，實現(xiàn)母線電容C1和C2電壓的緩慢增加，無電流沖擊[5]。

正常運行時，Q1和Q4的驅(qū)動脈沖完全相同，Q2和Q3的驅(qū)動脈沖完全相同，Q1和Q2的驅(qū)動脈沖互補，有一定的死區(qū)時間，用來實現(xiàn)Q1～Q4的ZVS(零電壓開通)；1 個開關(guān)周期，變換器可分為如圖2所示的4種工作模態(tài)。

圖2 穩(wěn)定運行時模態(tài)分析等效電路圖

工作模態(tài)a：Q1和Q4開通(開通前勵磁電感Lm通過D1和D4續(xù)流，Q1和Q4是ZVS 開通)，電壓Vi施加在高頻變壓器原邊，由于Lr和Cr諧振，傳輸能量的電流波形為正弦半波；變壓器副邊輸出正弦半波通過D5向電容C1充電。

工作模態(tài)b：Q1和Q4關(guān)斷，由于傳輸能量的電流波形為正弦半波，Q1和Q4關(guān)斷的是勵磁電感Lm的電流峰值，D5的電流自然過零無反向恢復電流，在死區(qū)時間內(nèi)，勵磁電感Lm通過D2、D3、Ci續(xù)流。

工作模態(tài)c：Q2和Q3零電壓開通，電壓Vi反向施加在高頻變壓器原邊，變壓器副邊通過D6向C2充電。

工作模態(tài)d：Q2和Q3關(guān)斷，Q2和Q3關(guān)斷的是勵磁電感Lm負向電流峰值，通過D6的電流為正弦半波，因此D6自然過零無反向恢復電流；死區(qū)時間內(nèi)，勵磁電感Lm電流通過D1和D4續(xù)流，為Q1和Q4的ZVS開通提供條件。

如上述分析，單向LLC諧振DC/DC變換器在穩(wěn)定運行過程中，實現(xiàn)了逆變側(cè)IGBT 模塊的ZVS 和準ZCS，實現(xiàn)了整流二極管D5和D6的ZCS，減小了IGBT模塊Q1～Q4和二極管D5～D6的開關(guān)損耗，提高了變換器的效率。

3 單向LLC諧振DC/DC變換器增益特性分析

圖1所示的單向LLC諧振DC/DC變換器的諧振頻率fr為：

當變換器的工作頻率為諧振頻率fr時，向輸出側(cè)傳遞功率，傳輸能量的電流波形近似正弦，可用基波分量法進行分析，即假設只有開關(guān)頻率的基波分量才能傳輸能量[8]，從而將變換器等效為一個線性網(wǎng)絡來分析其輸入輸出特性[9-10]。

圖3所示為圖1單向LLC諧振DC/DC變換器基波等效電路圖[11-12]，圖中Lr和Cr為變壓器原邊諧振電感和諧振電容，Lm為變壓器勵磁電感，Ln為變壓器TR副變漏感L2在變壓器原邊的等效，Req為變壓器副邊等效負載[13]。

圖3 基波分析等效電路圖

ω為開關(guān)角頻率，依據(jù)圖3可求得DC/DC變換器的增益表達式為：

定義k=Lm/Lr，=Ln/Lr，ωn=ω/ωr；并將品質(zhì)因數(shù)Q=[13]帶入(2)式，并整理、簡化可得：

變換器正常運行時增益的表達式為：

由(4)式可知，k取值越大，Q和對增益M的變化影響越小。當k=30=1時，不同Q和不同ωn值時，增益曲線如圖4所示。由圖4可知，增益M隨著Q增大而減小，當ωn大于0.5時，隨著ωn增大，增益M減小。

圖4 增益M和Q、ωn關(guān)系曲線

由(4)式可知當ωn=1 時，電路的工作頻率為Zr的諧振頻率，此時Zr為零，M(ωn)的表達式如式(5)所示，可知變換器的增益與變壓器副邊的漏感和負載大小有關(guān)，與k 的取值無關(guān)，變壓器副邊漏感越小單向LLC 諧振變換器的增益越接近1。

單向LLC 諧振DC/DC 變換器當電路的工作頻率接近于LrCr的諧振頻率時，此時ωn近似為1，變換器的增益特性如式(5)所示，此時Q和取不同值時，變換器的增益M 曲線如圖5所示增益曲線，當取值大于1時，隨著Q值的變大，即傳輸功率的增大，變換器的傳輸增益快速減小。

圖5 Q、λ取不同值時增益曲線

4 倍壓整流自均壓特性分析

如圖1所示單向LLC諧振DC/DC變換器，變壓器副邊也可以采用全橋整流方式，設計輸出電壓為U，輸出電流為i時全橋整流和倍壓整流對比如表1所示，為了減小隔離變壓器TR的變比，本文選用倍壓整流的方式(采用相同規(guī)格的二極管，二極管的導通壓降為VF)。

表1 全橋整流和倍壓整流對比

如上文分析，圖1所示單向LLC諧振DC/DC變換器在正常運行情況下，高頻變壓器輸出的正半電流波給C1充電、負半電流波給C2充電，因此C1和C2的電壓是相等的，變換器可均壓穩(wěn)定運行。

如圖1 所示倍壓整流拓撲，在變換器正常運行過程中，在一個開關(guān)周期的前半周期給C1充電，后半周期給C2充電，變換器電路拓撲相同，U為變壓器副邊輸出電壓，給C1和C2充電的阻抗相同為Zr，則給C1和C2的充電電流為：

由于C1和C2串聯(lián)給輸出供電，所以C1和C2的輸出電流i相同，C1和C2的電容值相同均為C，根據(jù)U=Q/C，可得電容電壓和的表達式為：

由(9)式可知，當電容C1和C2的容值相同、給電容充電的阻抗Zr相同時，和的差值與其他參數(shù)無關(guān)，其電壓差為負值，形成負反饋，直到和再次相等。

由上述分析可知，變換器正常運行時，出現(xiàn)某個擾動使得輸出母線電容電壓，則變換器電容C1的輸出功率大于C2的輸出功率，C1的輸入功率小于C2的輸入功率，即倍壓整流電路使得減小增大，直到和再次相等。同樣當出現(xiàn)某個擾動使得時，倍壓整流電路使得

根據(jù)上述分析結(jié)果，采用表2 所示參數(shù)搭建仿真模型，設置電壓和的初始電壓分別為DC6kV 和DC3kV，穩(wěn)定運行時和的電壓仿真波形如圖6 所示，可知的電壓逐漸減小的電壓逐漸增大，最終實現(xiàn)電壓相等。

圖6 自均壓仿真波形

5 單向LLC諧振DC/DC變換器設計

根據(jù)上文分析可知，設計隔離變壓器TR時盡可能減小變壓器副邊的漏感，變壓器的原副邊漏感與變壓器原副邊繞組的匝數(shù)平方成正比；相同電壓等級，變壓器繞組匝數(shù)越少，繞組間的絕緣要求越高，變壓器的設計難度也越大[14]；即漏感小、變比大的高頻隔離變壓器設計難度也較大。

根據(jù)上文分析的單向LLC諧振DC/DC變換器的特性，由于本文研制的DC/DC 變換器輸出側(cè)電壓較高，如表1 所示，為了減小變換器的高頻隔離變壓器TR的變比，進而降低變壓器的設計和制作難度，本文研制的DC/DC變換器高壓側(cè)采用倍壓整流電路。

由上文的分析和計算可知，變壓器副邊漏感L2越小，變換器的增益特性越穩(wěn)定，但是工程應用中變壓器副邊的漏感與原邊漏感Ls如(9)式所示關(guān)系(變壓器的變比為n)，因此隔離變壓器原邊的漏感Ls和變比n 確定了高頻變壓器副邊漏感，如果按照之前的設計方案將諧振電感Lr與變壓器的漏感合二為一[14]，會導致L2過大，因此將DC/DC變換器的諧振電感設計為外置電感和變壓器原邊漏感兩部分，并且設計變壓器盡可能小的原邊漏感，從而減小高頻隔離變壓器副邊漏感L2。

綜合考慮DC/DC 變換器的增益特性和高頻隔離變壓器的設計和制作難度，本文設計變換器的諧振電感Lr為21uH，高頻隔離變壓器原邊漏感為6uH，即副邊漏感等效到原邊為6uH，則=6/21=0.29，如圖5 所示，=0.29 時隨著Q 的變化，變換器隨負載變化的增益穩(wěn)定并且接近于1。

本文研制的單向LLC諧振DC/DC變換器應用于DC±35kV 電壓等級的直流配電網(wǎng)，其并網(wǎng)側(cè)需要多個DC/DC變換器串聯(lián)，光伏輸入側(cè)采用并聯(lián)的方式，為了確保多個DC/DC變換器傳輸能量工作的一致性和可靠性，同時由于本文的單向LLC 諧振DC/DC 變換器采用開環(huán)定頻的控制策略[14](應用于光伏直流發(fā)電系統(tǒng)，前級有實現(xiàn)MPPT 功能的變換器，該變換器可以實現(xiàn)系統(tǒng)的控制功能和功率調(diào)節(jié)功能)，因此需要在fr即諧振頻率附近，使得諧振網(wǎng)絡雙向傳輸能量的增益曲線平滑而且增益接近于變壓器的變比[10]。

依據(jù)上文中單向LLC 諧振DC/DC 變換器的增益公式和傳輸特性，以及不同Q 值、不同k 值和不同值變換器的增益曲線，本文取Q=0.3、k=30。設計變換器的額定工作頻率為10kHz，則fr=10kHz，結(jié)合k 與Q 的取值，共3 個方程，即可計算出諧振網(wǎng)絡Lm、Lr、Cr的數(shù)值，并且根據(jù)諧振電容選型參數(shù)表和軟開關(guān)仿真情況，將諧振網(wǎng)絡取值優(yōu)化如表2所示[15-16]。

依據(jù)IGBT 模塊的等效結(jié)電容Cs，采用公式(10)核算變換器傳輸能量時，IGBT模塊ZVS的實現(xiàn)情況，式中fr為變換器的開關(guān)頻率，tdead為驅(qū)動脈沖死區(qū)時間[17-18]。

6 試驗驗證

根據(jù)本文所提出的設計思路和方法，研制了額定功率為65kW的單向LLC諧振DC/DC變換器，變換器主要技術(shù)參數(shù)如表2所示，其中諧振電感Lr由外置電感和變壓器原邊漏感組成。

表2 變換器參數(shù)表

圖7 所示為65kW 單向LLC 諧振DC/DC 變換器實物圖，搭建測試平臺，對單向LLC 諧振DC/DC 變換器的軟開關(guān)和增益特性進行了測試。

圖7 單向LLC諧振DC/DC變換器實物圖

圖8所示為變換器穩(wěn)定運行時軟開關(guān)測試波形，由(a)圖可知，驅(qū)動脈沖上升沿在IGBT 模塊電壓降到零之后，即實現(xiàn)了IGBT 模塊的ZVS；由(b)可知，H 橋逆變輸出電流接近正弦波，即實現(xiàn)了IGBT 模塊的準ZCS，變壓器高壓側(cè)輸出電流波形近似正弦波，即實現(xiàn)了整流側(cè)二極管的ZCS。

圖8 變換器穩(wěn)定運行時軟開關(guān)測試波形

變換器的不同功率效率曲線如圖9所示，約運行在40%負載時，變換器最高效率為98.22%，滿載運行時效率為96.46%。

圖9 變換器增益曲線

本文研制的單個DC/DC 變換器額定功率為65kW，其增益特性滿載時比設計值偏小約1.5%，滿足設計要求。變換器輸入電壓為DC820V，輸出電壓為DC9kV，升壓比為11倍；8 個DC/DC 變換器組成IPOS 拓撲裝置，額定功率為500kW，輸出電壓為DC±35kV。

本文研制的高效率、高升壓比DC/DC變換器已在張北工程現(xiàn)場并網(wǎng)投運，運行狀況良好(該工程為國內(nèi)首個DC±35kV光伏直流并網(wǎng)工程)。

7 結(jié)束語

針對適用于光伏直流升壓變換的應用場景，本文采用單向LLC 諧振實現(xiàn)開關(guān)器件的軟開關(guān)，從而提高直流變換器的效率，采用大變比高頻隔離變壓器和倍壓整流電路實現(xiàn)變換器的高升壓比；在一個開關(guān)周期內(nèi)，對單向LLC諧振DC/DC變換器采用倍壓整流的電路。分析了電路的工作過程和軟開關(guān)的實現(xiàn)方式,并且對于倍壓整流的自均壓特性進行了計算與分析。按照不同Q 值、k 值、值和ωn值的增益曲線，依據(jù)增益特性平滑的設計要求，采用減小高頻隔離變壓器副邊漏感的設計，并且根據(jù)軟開關(guān)的仿真結(jié)果，設計65kW 單向LLC諧振DC/DC變換器的諧振參數(shù)，并且研制出單臺樣機，對DC/DC 變換器的軟開關(guān)和效率進行了測試，驗證了本文提出的設計方法。本文研制的單向LLC 諧振DC/DC變換器采用開環(huán)定頻的控制方式，應用于光伏直流升壓的場景時，需要增加實現(xiàn)MPPT功能和閉環(huán)控制的電路。