蔡俊 鄭寶君

（安徽理工大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院 安徽省淮南市 232001）

隨著經(jīng)濟發(fā)展，一次能源消耗量不斷提升，可供開采化石能源逐年減少，為保護環(huán)境，節(jié)約資源，必須提升可再生能源的利用率。綠色的理念驅(qū)使人們更多采用新能源，推動了鋰電池行業(yè)的發(fā)展，在充電系統(tǒng)就逐漸形成了“充電樁為主、充電站為輔”的充電網(wǎng)絡(luò)。智能充電系統(tǒng)的控制器、驅(qū)動電路和反饋電路等需要不同電壓等級的低壓直流電源，同時由于充電系統(tǒng)內(nèi)部的強電磁干擾，一些精密的開關(guān)電源無法直接采用。

反激變換器是在 Buck-Boost 變換器的開關(guān)管與續(xù)流二極管之間插入高頻開關(guān)變壓器，從而實現(xiàn)輸入與輸出電氣隔離的一種 DC /DC 開關(guān)變換器。由于具有易于實現(xiàn)、允許較寬輸入電壓、允許使用大控制器的優(yōu)點，還可以自動均衡各路輸出負載，反激變換器常用于小功率場合，適合應(yīng)用于大功率設(shè)備的輔助電源及功率開關(guān)的驅(qū)動電源。

1 工作原理

反激，意為開關(guān)管關(guān)斷時電感中必須釋放的能量。圖1所示為典型的反激變換器拓撲，它的工作過程為：開關(guān)管導(dǎo)通階段，整流后的交流輸入電壓加至變壓器原邊繞組，MOSFET 漏極同名端電壓下降，輸出同名端二極管陽極電壓下降，二極管反偏，副邊繞組中無電流流過，電源輸入能量儲存在原邊電感中；開關(guān)管關(guān)斷階段，儲能經(jīng)同名端釋放至副邊電感，此時副邊二極管正向?qū)?，電感，二極管，電容形成續(xù)流回路，輸入電源能量最終通過電容給負載供能。最終，電路以固定開關(guān)頻率無限次地重復(fù)導(dǎo)通—關(guān)斷—導(dǎo)通的開關(guān)過程。圖1中，原邊與副邊匝數(shù)比，即：N/N=n。

圖1中原邊X 處為開關(guān)管、電感和二極管的公共結(jié)點，稱為交換節(jié)點。該結(jié)點是電感電流從原邊轉(zhuǎn)到副邊輸出的轉(zhuǎn)向點，電流從電感流入節(jié)點后，既可以從二極管流出，也可以從開關(guān)管流出，這取決于開關(guān)狀態(tài)。反激變換器中使用了變壓器提供電氣隔離，所以有兩個交換節(jié)點，在此原邊和副邊的節(jié)點是等效的。在本設(shè)計中，共有四路輸出，所以有5個交換節(jié)點。

圖1：反激變換器拓撲

2 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計

本系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)如圖2所示，380V 交流輸入，經(jīng)整流濾波后輸出V，通過分壓后給控制板供電，輸出PWM控制MOSFET 開關(guān)，將電源輸入能量經(jīng)變壓器送到輸出端，在輸出濾波后，得到四路直流電源輸出。

圖2：系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)圖

2.1 整流濾波電路

單相380 交流電通用輸入為342V～406V，50Hz 交流電經(jīng)過全波整流后變成脈動直流電壓，再通過輸入濾波電容得到直流高壓。理想情況下，整流橋的導(dǎo)通角為180 度，但是由于濾波電容器C的作用，僅在接近交流峰值電壓處的很短時間內(nèi)，才有輸入電流經(jīng)過整流橋?qū) 充電。因此整流橋?qū)嶋H通過的是窄脈沖電流。

整流橋的主要參數(shù)有反向峰值電壓U和平均整流電流I，整流橋的反向擊穿電壓U應(yīng)滿足：

其中η 為電源效率，因為輸出電壓較高，故η=0.85；cos φ 為功率因數(shù)，全橋整流功率因數(shù)的典型值為0.57，所以這里cos φ=0.57。

由式（1）（2）得出U=717.7V，I=0.14A。所以整流橋選擇四只1.6kV，1A 的快速二極管做整流管。

電流有效值與開關(guān)頻率無關(guān)，所以開關(guān)頻率的變化不會影響反激變換器輸入電容的大小。因此，輸入電容的選擇依據(jù)是它能承受的輸入電流紋波。輸入濾波電容按照3μF/W的原則，采用100μF 的極性電容。為避免初次上電時，由輸入電容引起的巨大電壓尖峰，在輸入極性電容旁并聯(lián)一電解電容，以衰減輸入振蕩。

2.2 鉗位電路

電路達到穩(wěn)態(tài)時，輸出電容電壓穩(wěn)定為V，通過交換節(jié)點折算回原邊側(cè)，折算后電壓為V=V*n，則開關(guān)管關(guān)斷時，漏極處電壓升至V+V。漏源電壓過高時，MOSFET 可能會被雪崩擊穿，或被過量的熱耗散損壞，為保護開關(guān)管不受損害，此時需要使用鉗位電路，本設(shè)計選用的是無源RCD 鉗位。同時，為取得良好的效率，鉗位電壓取折算電壓的40%，即V=1.4*V。

MOSFET 漏源電壓降額因子確認為K=15%，估算二極管產(chǎn)生的過脈沖幅度為20V，選取高質(zhì)量漏極電壓BV=600V 的MOSFET，則V=0.15*BV-20-V（3）

鉗位電路選擇RCD 無源結(jié)構(gòu)：

通過計算可得，鉗位電阻為2.01kΩ，鉗位電容為0.025μF。

鉗位電容的電壓額定值應(yīng)大于1.5 倍電壓，所以鉗位電容選擇25μF，250V。

鉗位電路中的阻斷二極管應(yīng)使用快速或超快恢復(fù)二極管，有助于提高電源效率，開關(guān)管關(guān)斷時，阻斷二極管反向電壓值應(yīng)大于1.5 倍V，所以這里直接采用整流橋用的快速二極管。

2.3 變壓器

在反激變換器中，電感既有儲能作用，也能提供電網(wǎng)隔離。由于原邊和副邊電感不是同時流過電流，反激變換器的變壓器設(shè)計，實際是視為耦合電感設(shè)計的。

假設(shè)輸出二極管正向壓降V=1V，則輸出匝比

通過式（6），可以得出24V 匝比為3.143，15V 匝比為4.911。

由于輸入高，5V 輸出太小，匝比會非常高，影響電源整體輸出效率，所以采用降壓穩(wěn)壓器LT3971A-5，該穩(wěn)壓器輸入為6.3V-38V，輸出5.15V，這里使用24V 作為輸入。

本設(shè)計中，開關(guān)頻率f=100kHz，則伏秒積

則副邊24V 輸出電感值為283.8μF,15V 輸出電感值為116.2μF。

2.4 占空比

把全部輸出功率32.75W 都歸算到15V 輸出時，輸出電流I=2.183A，折算回原邊，得

設(shè)本電源效率η=85%，可得平均輸入電流

計算得D=0.152，高輸入電壓對應(yīng)小的D，所以本設(shè)計工作于斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）。由于它的一階性能和內(nèi)在的逐周電流保護，反激變換器具有工作環(huán)路穩(wěn)定性好的特征。反激變換器對變壓器的輸入抑制性能優(yōu)越，有利于系統(tǒng)穩(wěn)定性。DCM 與連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）相比，原邊電感更小，工作于強電磁環(huán)境時，受到的干擾更小。

電感儲能釋放時，電流以一定斜率下降，電流紋波因此形成。最優(yōu)電流紋波定義為0.4，但是為取得高效率，紋波r取0.5，可得電流紋波下的峰值電流

2.5 輸出二極管

四路輸出的交換節(jié)點處都有二極管，在開關(guān)管導(dǎo)通時反偏，用作逆向電壓保護，防止副邊電感電流在開關(guān)時刻反向。

副邊繞組最大峰值反向電壓

四路輸出的最大峰值反向電壓分別為：177.892V、113.4916V、113.4916V、177.892V，這里統(tǒng)一選用PIV=200V 的快速二極管，并采用兩個小電流二極管并聯(lián)的連接方式，以降低正向壓降。

2.6 輸出濾波

選輸出電容需要同時滿足以下三個約束條件：

（1）最大輸出紋波峰峰值小于輸出電壓的1%，即V=0.05V

（2）負載突增時，可接受的最大電壓下垂量為：?V=0.25V

（3）負載突增時，可接受的最大超調(diào)量為：?V=0.25V

由上述三個約束條件，最小輸出電容為：

四路輸出的約束條件計算結(jié)果如表1所示。

表1：四路輸出濾波電容計算結(jié)果

根據(jù)表1計算得24V 輸出濾波電容為60μF，所以選用100μF、額定電壓35V 的電解電容；15V 輸出濾波電容為9μF，所以選用10μF、25V 的電解電容；-15V 輸出濾波電容為6μF，所以選用10μF、25V 的電解電容；24V 輸出濾波電容為60μF，所以選用100μF、35V 的電解電容。

3 仿真驗證

使用圖2所示的仿真電路結(jié)構(gòu)，在仿真軟件上構(gòu)建電路模型，進行仿真。

仿真過程中，對參數(shù)設(shè)計進行部分更改如下：使用10pF 的電容，接在MOS 管源極和漏極之間，模擬開關(guān)管的寄生電容；考慮到變壓器的原邊漏感，將變比設(shè)為0.98；因為要觀察輸出電流情況，所以在輸出電壓與地之間使用計算得到的電阻充當負載；為避免仿真時間過長，只進行200ms的暫態(tài)仿真。

對仿真結(jié)果進行歸納，總結(jié)如下：

24V，±15V 三路輸出均在120ms 時達到穩(wěn)態(tài)，5V 輸出因為采用了寬范圍穩(wěn)壓器，在20ms 內(nèi)達到穩(wěn)態(tài)。同時，在180ms～200ms 時間內(nèi)，四路輸出的紋波均未超過0.2V。由此可以得出：在200ms 內(nèi)，四路直流電源均實現(xiàn)穩(wěn)定輸出。

比較穩(wěn)態(tài)時變壓器原邊電感電流I(L1)、副邊24V 電感電流I(L2)和副邊15V 電感電流I(L4)的輸出波形，會發(fā)現(xiàn)電源雖然工作在DCM，但電感電流均未出現(xiàn)典型的振鈴信號。

通過對比表2數(shù)據(jù)，可以發(fā)現(xiàn)仿真值比計算結(jié)果稍好，但兩者非常接近，造成差異的主要原因是反激變換器的高峰值電流、漏電感難以控制、輸出紋波交流成分大的缺點在仿真中沒有得到充分體現(xiàn)，仿真效率高于計算效率。

表2：電感電流計算值與仿真值對比

4 電路測試

將設(shè)計好的電路制作完成后，使用示波器測試其空載參數(shù)。本實驗中，使用數(shù)字式示波器2 通道分別測四路輸出，選用10 倍放大，結(jié)果整理如表3所示。

表3：空載時四路輸出電壓參數(shù)

由表3中的數(shù)據(jù)可知，空載時電壓紋波比較大，尤其是5V 輸出，紋波超過2%，其余三路輸出紋波均在1%以內(nèi)?？紤]到是空載，而反激變換器可以自動均衡各路輸出負載，所以經(jīng)實驗確認，本電源能夠保持穩(wěn)定可靠工作。

5 結(jié)論

本文基于反激變換器設(shè)計了一種高頻開關(guān)電源，在通用輸入342V～406 V、50Hz 的情況下，經(jīng)全波整流，PWM 驅(qū)動MOSFET，由變壓器進行功率分配，輸出四路直流電源：24V/1A、15V/100mA、-15V/150mA、5V/1A。本設(shè)計工作于DCM，穩(wěn)定性高，可用于充電系統(tǒng)的輔助電源及驅(qū)動電源。仿真結(jié)果證明，計算過程可行，實驗結(jié)果表明，單端反激變換器具有寬輸入范圍，易于實現(xiàn)，且輸出精度較高，能在輸入電壓浮動時，保持電源正常工作，具有較高穩(wěn)定性和可靠性，達到預(yù)期效果。