高偉男 耿軍平 周晗 陳念 王堃 任超凡 蘇達 賀沖 梁仙靈 金榮洪

（1. 上海交通大學電子工程系, 上海 200240；2. 中國航空無線電電子研究所, 上海 200241）

引 言

隨著人們對無線通信系統(tǒng)的傳輸速率和容量需求的不斷增加，頻譜資源日趨緊張，毫米波頻段已成為無線通信系統(tǒng)的重要頻譜選項. 與此同時，單一功能的器件在很多情況下已經不能完全滿足無線通信系統(tǒng)的實際需求，近年來具有可重構特性的微波器件受到廣泛關注和研究[1-3].

功率分配器(功分器)是無線通信系統(tǒng)中常用的微波器件之一，其中威爾金森功分器以其結構簡單、端口隔離度高、工藝成熟等諸多優(yōu)點，已經成為一種在通信系統(tǒng)中廣泛應用的關鍵器件[4-5]. 將威爾金森功分器與可重構電路相結合，能夠以較低代價豐富通信系統(tǒng)的工作狀態(tài)，提升通信系統(tǒng)的性能[6-8].

可重構功分器一般分為三大類：功分比可重構、頻率可重構以及輸出端口可重構. 對于輸出端口可重構的威爾金森功分器，由于不同工作模式下端口的輸入阻抗不同，需要實現不同的阻抗與輸入端口匹配. 一種方案是采用射頻開關控制耦合線，使之等效為不同特征阻抗的傳輸線，從而實現不同工作模式下的阻抗匹配[9-10]. 但是耦合線所需奇偶模特征阻抗相差較大，不易實現. 此外，可將可重構功分器與濾波器相結合，采用可切換的濾波網絡實現不同工作模式下的阻抗匹配[11-12]，但濾波器的引入使得功分器的工作帶寬變窄. 還可以采用開關控制并聯(lián)匹配枝節(jié)，構建可重構阻抗匹配電路，實現不同阻抗的匹配[13]. 另外，采用特殊的傳輸線結構，例如基片集成波導，可以直接實現阻抗匹配[14].

文獻[9-11, 13]中均將PIN 二極管視為理想射頻開關，但隨著工作頻率升高，PIN 二極管等器件的寄生參數影響不可忽略. 文獻[15]中考慮了微波頻段PIN 二極管寄生參數的影響，對可重構阻抗變換器和網絡匹配式開關進行了研究和設計，實現了一種結構簡單的三路可重構功分器，并在文獻[16]中進一步擴展到N 路可重構功分器，兩種功分器均工作在C 波段.

在較高頻段關于可重構功分器的研究較少. 文獻[17]提出了一種工作在12 GHz 的可重構功分器，由兩個90°電橋和一個由MEMS 開關控制的可重構移相器構成，結構較為復雜. 而在更高的毫米波頻段，可重構功分器的研究很少.

綜上所述，在較高頻段，尤其是毫米波頻段內，對PIN 二極管寄生參數的影響和匹配方式、可重構功分器的設計等仍需要進一步深入研究. 因此本文首先基于PIN 二極管設計了S 波段可重構威爾金森功分器的電路和原型；然后將該設計原理和方法擴展到毫米波可重構威爾金森功分器的設計中，采用參數提取方法，重點分析了PIN 二極管的寄生參數對毫米波重構電路特性的影響；最后提出了一種毫米波頻段的網絡匹配式開關和可重構阻抗變換器的設計方法，實現了毫米波頻段的可重構威爾金森功分器. 測試數據表明在25.93～26.82 GHz 頻段內回波損耗小于-15 dB，雙路導通模式下端口1 到傳輸端口(端口2 和端口3) 的插入損耗小于4.92 dB，傳輸端口之間的隔離度大于15.8 dB；單路導通模式下插入損耗小于1.65 dB，端口1 和隔離端口之間的隔離度大于22.4 dB. 實驗測試結果與仿真結果基本吻合.

1 基于PIN 二極管的S 波段可重構威爾金森功分器

1.1 電路原理

可重構威爾金森功分器的電路原理如圖1 所示，采用一個可重構阻抗變換器和四個射頻開關實現可重構特性. 可重構功分器的具體工作模式如表1所示，當四個射頻開關全部導通時，功分器工作在雙路導通模式，A 點的輸入阻抗ZA=Z0/2. 當射頻開關1 導通、射頻開關2 和3 斷開時，端口2 導通而端口3 隔離；當射頻開關2 導通、射頻開關1 和4 斷開時，端口3 導通而端口2 隔離. 在兩種單路導通模式下，圖1 中A 點處的輸入阻抗ZA=Z0. 可重構阻抗變換器可以將A 點處的兩種輸入阻抗Z0/2 和Z0均匹配到端口1 的阻抗Z0.

圖1 可重構威爾金森功分器的電路原理圖Fig. 1 Circuit configuration of the reconfigurable Wilkinson power divider

表1 可重構功分器的工作模式Tab. 1 Operation modes of the reconfigurable power divider

1.2 S 波段可重構威爾金森功分器

依據圖1 所示電路原理設計S 波段的可重構威爾金森功分器，電磁模型如圖2(a)所示. 射頻開關為基于PIN 二極管的網絡匹配式開關，采用微帶線對PIN 二極管的寄生參數進行匹配，改善開關導通狀態(tài)下匹配和斷開狀態(tài)下的隔離度. 可重構阻抗變換器將PIN 二極管在不同偏置狀態(tài)下的參數與微帶線相結合，實現不同負載阻抗的匹配[13]. 采用Rogers RO4350B 介質基板(相對介電常數3.66，厚度0.508 mm)、MACOM 公司的MA4SPS502 PIN 二極管和0603 式封裝的100 Ω 電阻，通過軟件HFSS 與ADS 仿真優(yōu)化后，加工的原型實物如圖2(b)所示.

圖2 S 波段可重構威爾金森功分器Fig. 2 S band reconfigurable Wilkinson power divider

圖3 為S 波段可重構威爾金森功分器的測量結果. 綜合三種工作狀態(tài)下的測量結果，回波損耗小于-15 dB 的 阻 抗 帶 寬 為2.113 ～2.407 GHz，約為13.01%. 在該工作帶寬內，雙路導通模式下端口1 到端口2 和端口3 的插入損耗(|S12|和|S13|)小于4.09 dB，端口2 和端口3 之間的隔離度(|S23|) 大于19.05 dB；單路導通模式下端口1 到傳輸端口的插入損耗小于1.67 dB，端口1 和隔離端口之間的隔離度大于19.1 dB.

圖3 S 波段可重構威爾金森功分器的測量結果Fig. 3 Measured results of the S band reconfigurable Wilkinson power divider

2 毫米波可重構威爾金森功分器

類似的，我們把S 波段可重構威爾金森功分器的設計方法擴展到毫米波頻段. 由于毫米波頻率較高，PIN 二極管的寄生參數對電路性能影響嚴重. 為具體分析PIN 二極管寄生參數的影響并對寄生參數進行匹配，需要得到毫米波頻段PIN 二極管等效參數的色散特性. 而廠商提供的參數表中僅給出了等效參數的典型值，因此需要通過參數提取方法得到精確的PIN 二極管特性，然后在此基礎上進行毫米波可重構威爾金森功分器的準確設計.

PIN 二極管的等效電路如圖4 所示，正向偏置條件下PIN 二極管等效為電阻R0和 寄生電感L0的串聯(lián)，反向偏置條件下等效為寄生電容C0和 電阻Rp并聯(lián)后與寄生電感L0的串聯(lián).

圖4 PIN 二極管的等效電路Fig. 4 Equivalent circuit of PIN diode

在毫米波頻段的設計中，選用MACOM 公司的MADP-000907-14 020 PIN 二極管. 根據參數表，該PIN 二極管R0和C0的典型值為5.2 Ω 和0.025 pF. 通過參數提取，得到PIN 二極管在26.5 GHz 附近頻段內的等效參數為R0= 3.65 Ω，L0= 0.09 nH，C0= 0.037 pF，Rp= 2 715.6 Ω. 然后采用參數提取方法得到的準確結果對寄生參數的匹配方式進行初步研究，再結合HFSS 與ADS 場路聯(lián)合仿真，對開關和可重構阻抗變換器進行精確設計，證明匹配方式的有效性.

2.1 毫米波頻段PIN 二極管寄生參數匹配方式研究

本節(jié)對兩種不同的網絡匹配式開關結構進行初步分析和比較，提出一種適合毫米波頻段的PIN 二極管寄生參數匹配方法.

2.1.1 網絡匹配式開關1——PIN 二極管并聯(lián)主傳輸線

為了在毫米波頻段對PIN 二極管的寄生參數進行匹配，嘗試與S 波段相同的開關結構，即二極管一端直接與主傳輸線(端口1-端口2)并聯(lián)，另一端串聯(lián)一段特征阻抗為Z1、電長度為θ1的開路匹配枝節(jié)，同時在主傳輸線上并聯(lián)另一段特征阻抗為Z2、電長度為θ2的短路匹配枝節(jié). 電路結構如圖5(a)所示，將該開關結構稱為網絡匹配式開關1.

對PIN 二極管的電阻、寄生電感和寄生電容效應進行分析，采用ADS 仿真軟件對圖5(a)的電路結構建模，仿真數據如圖5(b)所示. 當PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時，網絡匹配式開關1 處于斷開狀態(tài)；當PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時，網絡匹配式開關1 處于導通狀態(tài).

由仿真數據分析可知，當工作頻率為26.5 GHz時，網絡匹配式開關1 斷開狀態(tài)下的隔離度僅有18 dB，該隔離度并不理想. 下面針對隔離度較低的原因進一步分析.

通過圖5(a)可以計算得到網絡匹配式開關1 的輸入阻抗及輸入導納，并求得網絡匹配式開關1 的S 參數.

圖5 網絡匹配式開關1Fig. 5 Switch with matching network 1

當PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時，網絡匹配式開關1 的輸入導納

然后討論網絡匹配式開關2 中，PIN 二極管的電阻、寄生電感和寄生電容效應產生的影響. 網絡匹配式開關2 的仿真結果如圖6(b) 所示，當PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時，網絡匹配式開關2 處于導通狀態(tài)；PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時，網絡匹配式開關2 處于斷開狀態(tài).

圖6 網絡匹配式開關2Fig. 6 Switch with matching network 2

由仿真數據分析可知，當工作頻率為26.5 GHz時，網絡匹配式開關2 斷開狀態(tài)下的隔離度約為28 dB，與網絡匹配式開關1 相比較，隔離度有很大改善.

如圖6(a) 所示，當PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時，B 點的輸入阻抗為

通過仿真，取Z1r=Z2r= 50 Ω，θ1r= 91.5°，θ2r= 70.0°.將PIN 二極管的等效參數代入式(11)，得到網絡匹配式開關2 的Re{Zs_off2} = 1.02 Ω，再根據式(7)計算得到|S21_off2| = -27.9 dB，與仿真數據對比具有較好的一致性. 仿真數據和計算結果對比表明，PIN 二極管兩端串聯(lián)匹配枝節(jié)，再與主傳輸線并聯(lián)的匹配方式效果更優(yōu).

上述分析主要討論PIN 二極管的非理想特性，下文通過網絡匹配式開關和可重構阻抗變換器的實際設計證明PIN 二極管兩端串聯(lián)匹配枝節(jié)，再與主傳輸線并聯(lián)的匹配方式的有效性.

2.2 毫米波網絡匹配式開關和可重構阻抗變換器

2.2.1 毫米波網絡匹配式開關

采用圖6(a) 所示的設計思路，設計了一種毫米波網絡匹配式開關，如圖7 所示. 在圖7(b)中，PIN 二極管的偏置電路包括扇形電容和濾波枝節(jié). 在射頻電路中，偏置電路與PIN 二極管連接點近似等效為短路，因此偏置電路可以將直流偏置信號與射頻信號進行有效隔離. PIN 二極管一端連接在射頻短路端，另一端串聯(lián)特征阻抗為50 Ω、長度為l1的微帶傳輸線，再與主傳輸線(端口1-端口2)并聯(lián). 為了獲得較好的阻抗匹配特性以及提供偏置的直流通路，在主傳輸上并聯(lián)另一段線寬為0.2 mm、長度為l2的高阻抗微帶短路線. 當PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時，網絡匹配式開關導通；當PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時，網絡匹配式開關截止.

圖7 毫米波網絡匹配式開關Fig. 7 Millimeter-wave switch with matching network

為了準確考慮PIN 二極管和微帶線的寄生效應對毫米波網絡匹配式開關的影響，采用HFSS 和ADS 場路聯(lián)合仿真的方式對毫米波網絡匹配式開關進行仿真分析. 在電磁仿真軟件HFSS 中對毫米波網絡匹配式開關的無源部分進行建模仿真，將“場”仿真結果導入ADS 中，再接入PIN 二極管的等效模型進行電路仿真分析，由此得到場路聯(lián)合仿真結果.

通過仿真分析可知，微帶傳輸線的長度l1和l2都對毫米波網絡匹配式開關的工作狀態(tài)產生影響.如圖8(a)和8(b)所示，隨著l1由0.9 mm 分別增加至1 mm 和1.1 mm，毫米波網絡匹配式開關處于導通狀態(tài)時的|S11|曲線和處于斷開狀態(tài)時的|S12|曲線偏移至低頻，處于導通狀態(tài)時的|S12|和處于斷開狀態(tài)時的|S11|變化不顯著.

如圖8(c)和8(d)所示，隨著l2由0.9 mm 分別增加至1 mm 和1.1 mm，毫米波網絡匹配式開關處于導通狀態(tài)時的|S11|曲線偏移至低頻，處于斷開狀態(tài)時的|S11|和導通狀態(tài)時的|S12|均無顯著變化.

圖8 毫米波網絡匹配式開關仿真結果Fig. 8 Simulated results of the millimeter-wave switch with matching network

通過上述關鍵參數分析可知，l1= 1 mm 和l2= 1 mm時，毫米波網絡匹配式開關性能最佳，最佳參數如表2 所示. 根據圖8 的仿真結果，工作頻率為26.5 GHz時，毫米波網絡匹配式開關在導通狀態(tài)下的插入損耗約為0.26 dB，在斷開狀態(tài)下的隔離度大于22 dB.

表2 毫米波網絡匹配式開關的尺寸參數Tab. 2 Size parameters of the millimeter-wave switch with matching network

2.2.2 毫米波可重構阻抗變換器

毫米波可重構阻抗變換器的電路結構如圖9(a)所示，在圖6(a)的網絡匹配式開關2 的基礎上增加了一段特征阻抗為Z0、電長度為θ0的傳輸線. 可重構阻抗變換器的電磁結構如圖9(b)所示，一段特征阻抗為50 Ω、長度為(l3+l4) 的微帶傳輸線與主傳輸線(端口1-端口2)并聯(lián)，再與PIN 二極管串聯(lián)，然后與特征阻抗50 Ω、長度l5的微帶傳輸線串聯(lián). 可變負載與匹配結構之間的微帶線長度為l6. 另外還有一段長度為ls2的高阻抗微帶短路線，其長度約為1/4 波長，主要用于提供PIN 二極管的直流偏置通路，并不參與阻抗匹配.

圖9 毫米波可重構阻抗變換器Fig. 9 Millimeter-wave reconfigurable impedance transformer

當PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時，可重構阻抗變換器能夠將端口2 的ZL=25 Ω 匹配至端口1 的Z0=50 Ω；當PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時，能夠將端口2 的Z0= 50 Ω 匹配至端口1 的Z0= 50 Ω.

采用場路聯(lián)合仿真分析可知，微帶線長度l4，l5和l6均對可重構阻抗變換器的工作狀態(tài)產生影響.如圖10(a)和10(b)所示，l4由1.4 mm 增加至1.5 mm和1.6 mm，兩種阻抗匹配狀態(tài)的|S11|曲線偏移至低頻，|S12|變化不顯著.

l5對ZL= 25 Ω 至Z0= 50 Ω 阻抗匹配的影響如圖10(c)所示，當l5分別由0.1 mm 增加至0.2 mm 和0.3 mm 時，|S11|曲 線 偏 移 至 低 頻，|S12|變 化 不 顯 著.l5對Z0= 50 Ω 至Z0= 50 Ω 的阻抗匹配無顯著影響，如圖10(d) 所示，l5分別由0.1 mm 增加至0.2 mm 和0.3 mm，|S11|和|S12|均無顯著變化.

圖10 Z0=50 Ω，ZL=25 Ω/50 Ω 毫米波可重構阻抗變換器仿真結果Fig. 10 Simulated results of the millimeter-wave reconfigurable impedance transformer for Z0=50 Ω, ZL=25 Ω/50 Ω

可變負載與并聯(lián)枝節(jié)之間的微帶線長度l6對ZL=25 Ω 至Z0= 50 Ω 的匹配影響很大，只有l(wèi)6合理才能得到良好的匹配效果，如圖10(e)所示，而l6的改變對50 Ω 至50 Ω 的匹配幾乎沒有影響.

通過上述關鍵參數分析，最終選擇l4= 1.5 mm，l5= 0.2 mm，l6= 0.64 mm，可重構阻抗變換器的最佳參數如表3 所示. 根據圖10 的仿真結果，工作頻率為26.5 GHz 時，兩種阻抗匹配狀態(tài)的插入損耗均小于0.4 dB.

表3 毫米波可重構阻抗變換器的尺寸參數Tab. 3 Size parameters of the millimeter-wave reconfigurable impedance transformer

2.3 毫米波可重構威爾金森功分器

在上面分析的基礎上，設計毫米波可重構威爾金森功分器的電磁模型如圖11(a)所示，制作的實物如圖11(b)所示. 為了減小微帶線折彎的影響，對圖1所示的結構進行了優(yōu)化設計，將隔離電阻和網絡匹配式開關3、4 之間的微帶線長度增加半波長. 考慮到毫米波段器件電尺寸較小，為了避讓開關3 和4，對網絡匹配式開關1 和2 中的短路枝節(jié)進行彎折處理. 毫米波可重構威爾金森功分器采用Rogers RO-4350B 介質基板(相對介電常數3.66，厚度0.254 mm)、MACOM 公司的MADP-000907-14 020 PIN 二極管和0402 式封裝的100 Ω 貼片電阻. 為了方便測量，在功分器的三個端口處添加了板端連接器的轉換電路，功分器的整體尺寸為56.7 mm×46.8 mm(8.47λg×6.99λg).

圖11 毫米波可重構威爾金森功分器Fig. 11 Millimeter-wave reconfigurable Wilkinson power divider

使用Agilent E8361C 矢量網絡分析儀對該可重構功分器原型樣機進行測試. 圖12 為可重構威爾金森功分器在雙路導通模式下的仿真和測量結果對比圖. 工作在26.5 GHz 時，端口2 和端口3 的插入損耗分別為4.7 dB 和4.32 dB，其中端口2、3 間的隔離度約為16.8 dB，端口1、2、3 的回波損耗小于-23.7 dB.

圖12 毫米波可重構威爾金森功分器在兩路工作模式下的仿真和測量結果Fig. 12 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider working in two-way mode

圖13 和圖14 為單路導通模式下端口2 和端口3 作為傳輸端口的仿真和測量結果對比圖. 工作在26.5 GHz 時，從端口1 到端口2 或端口3 的插入損耗小于1.6 dB，端口1 和傳輸端口的回波損耗小于-18.3 dB，端口1 和隔離端口之間的隔離度大于28.9 dB.

圖13 毫米波可重構威爾金森功分器在單路工作模式下端口2 傳輸的仿真和測量結果Fig. 13 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider with port 2 transmitting

圖14 毫米波可重構威爾金森功分器在單路工作模式下端口3 傳輸的仿真和測量結果Fig. 14 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider with port 3 transmitting

綜合上述三種不同工作狀態(tài)的測量結果，毫米波可重構威爾金森功分器回波損耗小于-15 dB 的阻抗帶寬為25.93～26.82 GHz，約為3.37%. 在該工作帶寬內，雙路導通模式下端口1 與端口2 和端口3 之間的插入損耗小于4.92 dB，端口2 與端口3 之間的隔離度大于15.8 dB. 單路導通模式下端口1 與傳輸端口之間的插入損耗小于1.65 dB，端口1 與隔離端口之間的隔離度大于22.4 dB. 測量結果與仿真數據存在一些差異，主要是由于PIN 二極管與電阻焊接引入的誤差.

2.4 與其他可重構威爾金森功分器的比較

將本文設計的毫米波可重構威爾金森功分器與其他文獻中的可重構功分器進行比較，如表4 所示.可見，本文設計的K/Ka 可重構功分器考慮了PIN 二極管和傳輸線寄生參數的影響，在K/Ka 頻段能夠實現單路和雙路導通兩種工作模式的切換，并且單路導通時隔離端口與輸入端口之間的隔離度較好，在毫米波通信系統(tǒng)中有很好的應用前景.

表4 與其他可重構功分器的比較Tab. 4 Comparison with other reconfigurable power dividers

3 結 論

PIN 二極管在微波頻段的寄生參數對電路性能有較大影響. 本文在S 波段可重構威爾金森功分器的研究基礎上，進一步展開在K/Ka 頻段中PIN 二極管匹配方式的研究，設計了一種工作在K/Ka 頻段的可重構威爾金森功分器. 通過仿真分析和測試實驗對比，K/Ka 頻段可重構威爾金森功分器回波損耗小于-15 dB 的 阻 抗 帶 寬 為25.93 ～26.82 GHz，約 為3.37%. 在該工作帶寬內，雙路導通模式下端口1 與端口2 和端口3 之間的插入損耗小于4.92 dB，端口2 與端口3 之間的隔離度大于15.8 dB. 單路導通模式下端口1 與傳輸端口之間的插入損耗小于1.65 dB，端口1 與隔離端口之間的隔離度大于22.4 dB. 證明了在毫米波頻段對PIN 二極管寄生參數采用合適的匹配方式可以獲得較好的可重構電路性能.